基于DSP的高压变频器的研究---优秀毕业论文 参考文献 可复制黏贴.pdf

分类号 密级 u d c 编号 学 位 论 文 基于基于基于基于 dsp 的高压变频器的研究的高压变频器的研究的高压变频器的研究的高压变频器的研究 王光宇 指导教师姓名 汪友华 教 授 河北工惄大恘 申请学位级别 硕 士 学科 专业名称 电气工程 论文提交日期 2011 年 11 月 论文答辩日期 2011 年 12 月 学位授予单位 河北工惄大恘 答辩委员会主席 评 阅 人 2011 年 11 月 thesis submitted to hebei university of technology for the master degree of electrical engineering research on high voltage inverter based on dsp by wang guangyu supervisor prof wang youhua november 2011 基于 dsp 的高压变频器的研究 i 基于基于基于基于 dsp 的高压变频器的研究的高压变频器的研究的高压变频器的研究的高压变频器的研究 摘摘摘摘 要要要要 在我国 严峻的能源形势和低下的能源利用率已经形成了鲜明的对比 占耗 电量一半以上的电机的能源利用率仅为 30 40 高压大功率电机更为突出 而这些设备大部分都有节能的潜力 随着电力电子及传动技术的发展 作为大容 量传动的变频器在高压电机中得到了广泛的应用 应用表明 高压变频器的使用 节能效果明显 论文从高压变频器拓扑结构入手 分析了目前常用的几种拓扑结构 并对其 控制方式进行研究 本文致力于研究单元级联多电平高压变频器的仿真过程 整 流部分采用了重化整流技术 减少了输入谐波 提高了功率因数 滤波部分电容 参数计算采用迭代计算方法 逆变部分采用载波移相技术 有效地抑制了输出电 压变化率及输出谐波 之后分析了高压变频器在带电机和不带电机情况下的输出 波形 本文最后根据 spwm 对称规则调制算法 采用 tms320f2812 dsp 进行脉 冲控制 通过仿真验证了高压变频器采用多电平单元级联型拓扑结构的可行性 关键词关键词关键词关键词 高压变频器 单元级联 载波移相 多重化整流 dsp 河北工业大学硕士学位论文 ii research on high voltage inverter based on dsp abstract in china the contrast between the severe energy situation and the low energy efficiency is stark the energy efficiency of the motor which electric power consumption accounted for more than a half of the total electricity consumption is only 30 to 40 especially the high voltage high power motor and most of these devices have the potential for energy conservation with the development of power electronics and drive technology high voltage inverter as large capacity drive has been widely used in high voltage motor and the result of using the high voltage inverter shows that energy savings are significant this paper started from the structure of the high voltage inverter topology analyzed and studied the control types devoted to the simulation of the cascaded multilevel high voltage inverter the rectifier section used the multiplex rectifier technology which reduces the input harmonics and improves the power factor an iterative calculating method is used in the parameter calculation of the filter capacitor the inverter adopts the technology of carried based phase shifted which effectively inhibit the rate of change of output voltage and output harmonic analyzed the output waveform of the high voltage inverter with motor or not then according to the asymmetric modulation spwm algorithm this paper used the tms320f2812 dsp as the impulse control the simulation result shows that the feasible of the high voltage inverter which adopts the cascaded multilevel topology key words high voltage inverter cascaded cell carried based phase shifted multiplex rectifier dsp 基于 dsp 的高压变频器的研究 iii 目录目录目录目录 第一章第一章第一章第一章 绪论绪论绪论绪论 1 1 1 1 1 1 课题研究的背景及意义 1 1 2 高压变频器在国内外的现状和发展趋势 2 1 2 1 国内外高压变频调速技术现状 2 1 2 2 国内外高压变频器的技术发展趋势 2 1 3 课题主要研究内容 3 第二章第二章第二章第二章 主电路拓扑分析主电路拓扑分析主电路拓扑分析主电路拓扑分析 4 4 4 4 2 1 功率器件直接串联高压二电平电压源型高压变频器 4 2 1 1 串联二极管式电压源型高压变频器 4 2 1 2 串联电感式电压源逆变器 6 2 2 三电平电压源型 pwm 变频器 7 2 3 单元级联多电平电压源型 pwm 变频器 8 2 3 1 多重化整流单元介绍 10 2 3 2 调制策略介绍 13 2 3 3 功率单元介绍 15 2 4 本章小结 17 第三章变频调速控制方式第三章变频调速控制方式第三章变频调速控制方式第三章变频调速控制方式 18181818 3 1 异步电动机稳态模型 18 3 2 转速开环的异步电动机 v f 控制调速 20 3 2 1 基频以下调速分析 20 3 2 2 基频以上调速 20 3 2 3 电压 频率协调控制时的机械特性 21 3 3 本章小结 22 第四章第四章第四章第四章 系统仿真系统仿真系统仿真系统仿真 23232323 4 1 pwm 信号发生部分仿真 24 4 1 1 正弦信号发生器仿真 24 4 1 2 三角波信号发生器仿真 25 4 1 3 脉冲信号发生模块仿真 26 4 1 4 脉冲发生模块的封装 27 4 2 功率单元仿真 30 4 2 1 三相电源仿真模型 30 河北工业大学硕士学位论文 iv 4 2 2 整流部分仿真 31 4 2 3 滤波部分 32 4 2 4 单个功率单元 35 4 3 单相仿真 36 4 4 不带电机仿真 38 4 5 带电机仿真 39 4 6 本章小结 44 第五章第五章第五章第五章 级联多电平高压变频器系统设计级联多电平高压变频器系统设计级联多电平高压变频器系统设计级联多电平高压变频器系统设计 45454545 5 1 系统组成 45 5 2 主电路设计 45 5 3 控制系统设计 49 5 3 1 tms320f2812dsp 介绍 49 5 3 2 max 1270 cpld 介绍 50 5 4 spwm 调制的实现方式 51 5 5 控制流程图 52 5 6 小结 55 第六章第六章第六章第六章 结论与展望结论与展望结论与展望结论与展望 56565656 参考文献参考文献参考文献参考文献 57575757 致谢致谢致谢致谢 60606060 基于 dsp 的高压变频器的研究 1 第一章第一章第一章第一章 绪论绪论绪论绪论 1 1 课题研究的背景及意义课题研究的背景及意义课题研究的背景及意义课题研究的背景及意义 目前 我国的能源形势十分严峻 随着经济的快速发展 我国的能源消费急剧增加 然 而我国又是一个能源资源严重短缺的国家 石油 天然气人均剩余可采量为世界平均水平的 7 7 和 7 1 储量比较丰富的煤炭也仅为世界平均水平的 58 6 供需之间的矛盾日益突 出 与能源严重短缺形成鲜明对比的是 能源浪费量惊人 我国的能源利用率只有 33 因此 国家在 十一五 规划第六章中第一条即提出要节约能源 将电机系统节能列为 十一 五 国家十大重点节能工程之一 节能空间巨大 截止到 2010 年底 我国电网总装机容量达到 9 66 亿千瓦 电机年耗电量约占 40 70 其中高压电机占 50 60 我国仅待调速节能的风机 水泵就有 4000 多万台 但这些大功 率耗能系统实际运行效率仅为 30 40 这些电机基本上采用恒压恒频供电 电机转速基 本恒定 需要风量 流量不同时往往通过挡板 阀门控制调节 这样极大的降低了风机 水 泵的运行效率 浪费了大量的电能 但是 随着电力电子及传动技术的发展 作为大容量传 动的变频器在风机和泵类得到了广泛的应用 应用表明 用变频器进行变频调速控制 节能 约 20 以上 有的可多达 70 变频器的应用主要有以下几个显著优点 1 电机的设计中均有余量设计 然而所需功率不大时 由于电机定速旋转不可调节 导致了 大马拉小车 的现象 电机在这种情况下运行自然浪费大量能量 变频器通过速度的 调节有效地解决了这一问题 2 节约能源 采用变频器调速后 系统效率大幅度提高 变频器方面的投入可以在几 个月内的时间内收回 既符合国家的节能政策也有益于改善企业经济效益 3 减少机械设备故障率 延长机器寿命 4 变频后 异步电动机功率因数可提高到 0 95 以上 5 可实现零转速启动 减小了启动冲击电流 从而降低了启动负载 减轻了冲击扭振 6 对风机 水泵而言 前者工作介质为气体 后者工作介质为液体 均属流体机械设 备 由流体力学的原理可知 在风道阻力特性不变的情况下 输出风量 q 与转速 n 成正比 输出压力 h 与转速 n2正比 输出轴功率 p 与转速 n3成正比 通过调速方式改变风机风量 当风量下降 20 时 风机轴功率将下降 49 风量下降一半时 风机轴功率将下降 87 5 这就是变频调速在风机应用上节能十分显著的原因 而且 风机 水泵类设备在设计选型时 要考虑留有各种裕量 因此其出力裕度往往较大 而流量的调节方式采用挡板阀门调节 挡 河北工业大学硕士学位论文 2 板或阀门节流产生压力损失 能量损失也很大 而应用变频器以后 挡板或阀门全开 减小 了由于节流阻力产生的能量损失 又由于转速较低 功率消耗按转速的三次方规律下降 所 以风机水泵等采用变频调速改造 不仅节约了大量能源 而且大大提高了设备的运行性能 1 1 2 高压变频器在国内外的现状和发展趋势高压变频器在国内外的现状和发展趋势高压变频器在国内外的现状和发展趋势高压变频器在国内外的现状和发展趋势 1 2 1 国内外高压变频调速技术现状国内外高压变频调速技术现状国内外高压变频调速技术现状国内外高压变频调速技术现状 目前 随着电力电子技术以及相关的功率器件 控制理论等的迅速发展 高压变频调 速技术总体现状呈现出特点 1 在功率器件方面 目前高电压的晶闸管 scr igbt insulated gate bipolar transistor igct intergrated gate commutated thyristors 等器件的生产以及相关技术的 应用 加快了高电压 大功率变频器产品的产生及应用 igbt ipm 已经全面取代了电 力晶体管成为通用变频器逆变电路的主流开关器件 而综合了 igbt 和 gto 优点的 igct 在高压领域的应用优势也相当明显 2 在微电子技术方面 16 位 32 位高速微处理器以及 dsp 和专用集成电路 application specific ic 技术的发展 提高了变频器的精度 使变频器功能多样化 3 在控制理论方面 一些新的控制理论的提出 如矢量控制 转矩控制等为高性能变 频器的研制提供了相关理论基础 2 4 在生产方面 变频器的相关配套产品已经实现社会化 专业化生产 3 我国电力半导体器件虽然经过了较长时期的发展 但是总体水平仍然很低 几乎不具备 新产品的独立研发能力 igbt gto 器件的生产虽引进国外技术 但一直未形成规模经济 效益 变频器产品所用半导体功率器件的制造也几乎是空白 这在一定程度上影响了变频调 速技术的发展 从总体上看 我国电气传动的技术水平较国际先进水平有一定差距 在大功 率交 交变频技术 无换向器电动机等方面 国内虽然有少数科研单位有能力制造 但在数 字化及系统可靠性方面与国外相比还有差距 在中小功率变频技术方面 国内大多数的产品 都是采用普通 u f 控制 只有少数采用矢量控制 1 2 2 国内外高压变频器的技术发展趋势国内外高压变频器的技术发展趋势国内外高压变频器的技术发展趋势国内外高压变频器的技术发展趋势 展望本世纪 电力电子技术以及微电子控制技术方面将会有更大的发展 其主要表现为 1 功率交换器的高频地损耗化 模块化 高耐压大容量化 集成化 智能化 2 变频装置采用多重化 多电平技术 无需滤波装置 3 作为电力电子技术的决定性因素 电力电子器件的发展 必然会促进电力电子技术 的迅速发展 进而促进变频调速技术的迅速发展 4 无速度传感器的矢量控制已在变频器中广泛应用并取得很好的效果 但是围绕着 矢量控制进一步完善化的工作还在继续 还会相继提出多种提高矢量控制性能的方案 5 控制技术的数字化 智能化 网络化 6 应用 32 位 dsp 及 asic 等器件 提高了变频器精度 使变频器功能多样化 基于 dsp 的高压变频器的研究 3 7 变频器相关配套行业正在向专业化与规模化方向发展 8 新理论 新机理 新材料等的出现均会产生功率器件及变频结构的变化 开关器件方面 目前 igbt igct 变频器已成为变频调速技术的主流 随着功率交换 驱动 检测 控制 保护等功能的集成化 促进了功率器件及变频器的智能化 同时将研究 开发新电力电子器件集成发射式门极晶闸管 gaas sic 光控 igbt 及超导功率器件 在变频电路拓扑结构方面 基于双 pwm 技术的交 直 交变频器和矩阵式变频器时交流 调速技术的发展趋势 其输出电压和输出电流的低次谐波含量都较小 输入功率因数可调 输出频率范围宽 能量双向流动 以获得四象限运行 符合当今 绿色变频 的概念 在变频控制电路方面 现在的变频装置几乎已经全部实现了数字化控制 但控制技术的 微电子数字化仍是今后的发展趋势 矢量控制技术依然是高性能交流电动机调速系统的主流 控制策略 1 3 课题主要研究内容课题主要研究内容课题主要研究内容课题主要研究内容 本课题首先从高压变频器的主电路拓扑结构入手 分别阐述了目前较为常用的串联二极 管式 电感式电压源型高压变频器 中性点钳位三电平 pwm 变频器以及单元级联多电平高 压变频器 在比较其优缺点之后确定本次设计所用的拓扑结构 然后分析了高压变频器的控 制原理及控制方式并通过仿真来实现与验证这种控制方式和拓扑结构的可行性 最后进行软 硬件设计并用 tms320f2812 dsp 编程控制 pwm 脉冲的产生 具体章节展开如下 第一章绪论 介绍了本课题选取的现实意义 高压变频器的国内外发展现状以及发展趋 势 从而可以看出高压变频器在节能方面所作出的巨大贡献 第二章主电路拓扑分析 本章中分别介绍了当今较为常用的几种高压变频器拓扑结构 串联二极管式 电感式电压源型高压变频器 中性点钳位三电平 pwm 变频器 单元级联多 电平高压变频器 比较这几种结构的优缺点后选择单元级联多电平型作为本次设计的拓扑结 构 之后对其工作原理 多重化整流电路以及功率单元做了重点介绍 第三章变频调速控制方式 本章重点介绍了 v f 控制 首先建立了异步电动机稳态模 型 然后分别分析了其在基频以下和基频以上调速时电机机械特性的变化 第四章系统仿真是全文的重点 研究利用 matlab simulink 单元级联多电平高压变频 器的仿真过程 其中包括三相电源 变压器 多重化整流 滤波 逆变 单个功率单元 单 相 三相不带负载以及带电机负载情况下仿真情况 仿真过程中通过对模型的封装极大的简 化了仿真模型 方便了参数的修改 最后对变频器输出波形及电机输出波形进行了详细分析 第五章级联多电平高压变频器系统设计 本章首先介绍了变频器硬件设计 通过计算来 进行器件的选择 其次介绍了软件设计 本文采用 ti 公司生产的 sm320f2812 dsp 和由 altera 公司生产的 max1270 cpld 作为设计中控制电路的主控元件 dsp 根据 spwm 对 称规则调制算法产生正确的 pwm 脉冲 cpld 接收 dsp 发出的 pwm 脉冲 通过计算正确 分配脉冲到各个功率单元 河北工业大学硕士学位论文 4 第二章第二章第二章第二章 主电路拓扑分析主电路拓扑分析主电路拓扑分析主电路拓扑分析 目前世界上的低压变频器具有成熟的 统一的主电路拓扑结构 但高压变频器与之不同 高压变频器受到器件的耐压等级等的限制 国内外不同的厂家采用的功率器件和主电路拓扑 结构有很大的差异 目前高压变频器的分类方式很多 所以其种类繁多 4 本文重点介绍了 几种常用高压变频器拓扑结构 串联二极管式 电感式电压源型高压变频器 中性点钳位三 电平 pwm 变频器以及单元级联多电平高压变频器 5 2 1 功率器件直接串联高压二电平电压源型高压变频器功率器件直接串联高压二电平电压源型高压变频器功率器件直接串联高压二电平电压源型高压变频器功率器件直接串联高压二电平电压源型高压变频器 2 1 1 串联二极管式电压源型高压变频器串联二极管式电压源型高压变频器串联二极管式电压源型高压变频器串联二极管式电压源型高压变频器 图 2 1 所示为一种串联二极管式电压源型高压变频器逆变部分主电路 其整流电路为由 晶闸管组成的三相可控整流电路 逆变部分主电路由 vt1 vt6 六个晶闸管组成 因为各桥 臂晶闸管和二极管串联使用而得名 vd1 vd6 是隔离二极管 其作用是使换相电容与负载 隔离 防止换相电容通过负载放电 保证各晶闸管之间换相过程的正常进行 各桥臂之间连 接的电容 c1 c6 是换相电容 vdf1 vdf6 及 r1 r2 是 6 个反馈二极管和两个反馈电阻 其中反馈二极管作为负载滞后电流和换相电容的放电通路 在反馈二极管共阳极组和共阴极 组之间并联有滤波电容器 c0 这个电容同时又是一个储能元件 起缓冲感性负载无功功率 的作用 图 2 1 串联二极管式电压源型变频器逆变部分主电路 fig2 1 topology of series diode voltage source inverter 逆变器的 6 个功率开关按 vt1 vt6 的顺序每隔 60 电角度出发导通一只 若每 60 为一 个工作区间 则一个周期共换相 6 次 对应 6 个不同的工作区间 逆变器采用 120 工作方 式 各区间内功率开关导通规律如表 1 所示 基于 dsp 的高压变频器的研究 5 表 2 1 120 导通型逆变器各区间内功率开关导通规律 table 2 1 conductive rule of the power swith 工作状态 导通的功率开关 状态 1 0 60 vt1 vt2 状态 1 60 120 vt2 vt3 状态 1 120 180 vt3 vt4 状态 1 180 240 vt4 vt5 状态 1 240 300 vt5 vt6 状态 1 300 360 vt1 vt6 每一时刻有分别位于共阴极组和共阳极组且不同相的两只器件同时工作 只有两相负载 同时流过电流 图 2 2 1 所示为 120 导通型串联二极管式电压源型逆变器带电阻性负载时各 相电压波形和线电压 ab u的波形 线电压 bc u和 ca u的波形与 ab u的形状相同 相位依次滞 后 120 图 2 2 2 是电感性负载时的输出电压波形 为简单器件 图 2 2 中只给出了 a b 两相相电压 ao u bo u和线电压 ab u 该逆变器中反馈电阻和换相电容的大小决定了晶闸管换流时的反偏压持续时间 反馈电 阻增加 换相电容放电时间长 晶闸管承受反偏压时间长 换流可靠 但反馈电阻上产生损 耗 使逆变器的效率降低 最高位 85 左右 该逆变器的缺点是低频时换流能力差 可以 图 2 2 120 导通型 6 阶梯波交 直 交电恪源型逆变器各电恪波形 fig 2 2 voltage waveform of ac dc ac voltage source inverter 360 t t 0 60 120 180 240 300 360 ud 2 t t t ud 2 ud ao u bo u ab u 0 60 120 180 240 300 ud 3 t ud ao u bo u ab u 2 2 1 电阻性负载 2 2 2 电感性负载 2ud 3 河北工业大学硕士学位论文 6 通过外加辅助电源解决这个问题 但相应的要增加成本 2 1 2 串联电感式电压源逆变器串联电感式电压源逆变器串联电感式电压源逆变器串联电感式电压源逆变器 串联电感式电压源型逆变器主电路如图 2 3 所示 图中 vt1 vt6 为主晶闸管 电感 电容和二极管合起来构成强迫换流电路 vd1 vd6 为反馈二极管 c1 c6 为换流电容 l1 l6 为换流电感 图 2 3 串联电感式电恪源型逆变器主电路 fig 2 3 topology of series inductance voltage sourve inverter 串联电感式电压源型逆变器采用 180 导电方式 因此 在每一时刻每一相上都有一个 晶闸管导通 换流在同一相内的晶闸管中进行 串联电感式电压源型逆变器的功率器件导通 规律及输出电压波形如图 2 4 所示 bo u ab u ud 3 2ud 3 o o o o t 图 2 4 串联电感式电恪源型逆变器的功率器件导通规律及输出电恪波形 fig 2 4 output voltage waveform and conductive rule of the power swith vt2 vt3 vt4 vt5 vt6 ao u co u t t t vt1 基于 dsp 的高压变频器的研究 7 2 2 三电平电压源型三电平电压源型三电平电压源型三电平电压源型 pwm 变频器变频器变频器变频器 三电平技术 中性点钳位 是使用较低耐压的功率器件 直接应用于更高电压等级的主 电路拓扑技术 根据目前电力电子器件的耐压水平 目前三电平变频器的输出电压等级为 2 2kv 3 3kv 和 4 16kv 6 为了避免器件串联的动静态均压问题 同时降低输出谐波和 du dt 三电平逆变电流采用 12 个可关断功率器件与 6 个钳位二极管 也称 npc netural point clamped 方式 图 2 5 所示为三电平电压源型高压变频器的主电路拓扑结构图 该整流电 路采用 12 脉波二极管整流器 逆变部分采用 pwm 三电平逆变电路 功率器件采用 igct 每一相的上 下桥臂各有两个功率器件串联 每个功率器件都有反并联二极管 每一相桥臂 的中点通过钳位二极管与直流侧电容的中点相连 图 2 5 三电平变频调速系统的主电路拓扑结构 fig 2 5 topology of three level inverter 该变频器采用电压源型结构 在耐压等级更高的器件出现之前 对于 6kv 的中压电动机 可采用 y 改接的方法 将 y 形联接的电动机改为 形联接 线电压为 3 47kv 采用输出 电压为 3 3kv 或 4 16kv 的变频器即能满足要求 同时满足了电压型变频器对电动机的绝缘 等级提高一级的要求 值得注意的是 在进行 y 改接后 电动机电压与电网电压不一致 无法直接实现旁路功能 如生产工艺上需要旁路功能时 需先将电动机改回 y 形联接 再 投入 6kv 电网工频运行 基本工作原理 以 a 相为例 当 vt11 和 vt12 导通 vt41 和 vt42 关断时 a 点和 直流侧电压中点 o 点间电位差为 ud 2 当 vt41 和 vt42 导通 vt11 和 vt12 关断时 a 点和 o 点间电位差为 ud 2 当 vt12 和 vt14 导通 vt11 和 vt42 关断时 a 点和 o 点间 电位差为 0 实际上这种情况下 vt12 和 vt14 不会同时导通 只能有一个导通 哪一个导 通将取决于负载电流 a i的方向 当 a i方向为正时 vt12 和钳位二极管 vd1 导通 a 点和 o 点同电位 当 a i方向为负时 vt41 和钳位二极管 vd4 导通 a 点和 o 点同电位 即通过 河北工业大学硕士学位论文 8 钳位二极管 vd1 和 vd4 把 a 点电位钳位在 o 点电位上 因此 通过控制各功率器件 使 之处于不同的通断状态 就可以在该相输出端获得 3 种不同的输出电压 ud 2 0 ud 2 如表 2 2 所示 表 2 2 不同功率器件开断下输出电恪情况 table 2 2 output voltage waveform of the different power devices vt11 vt12 vt41 vt41 输出电压 状态代号 on on off off ud 2 p off on on off 0 o off off on on ud 2 n 由以上分析可知 三电平变频器的输出相电压有 ud 2 ud 2 和哦 0 三种电平 而二 电平变频器的输出相电压只有 ud 2 和 ud 2 两种电平 通过相电压之间相减可得到线电压 二电平变频器的输出线电压共有 ud ud 和 0 三种电平 而三电平变频器的输出线电压则 有 ud ud 2 和 0 五种电平 因此 相对于二电平电路结构而言 三电平电路由于输出相 电压多了一个电平 线电压多了两个电平 可以使输出 du dt 降低一半 通过适当的控制可 使输出波形比二电平 pwm 变频器更接近正弦波 输出电压的谐波可大大少于二电平逆变电 流 通过提高开关频率可以减少输出谐波和转矩脉动 但这样会导致变频器损耗增加 效率 下降 因此 三电平变频器的开关频率一般不超过 2khz 其特点如下 输入侧整流部分一般采用 12 脉波整流方式 当对电网电能质量要求较高时 仍需加 装输入滤波器 或采用更高脉波数的整流电路 输出侧的 du dt 较大 仍需要滤波器 受器件耐压水平限制最高电压输出只能到 4 16kv 主回路器件发生故障时 只能停机 不能够降额运行 由于电动机的电压与电网侧的电压不同 所以不便于系统旁路 7 主电路器件较少 但辅助器件较多 主要应用领域为一些电机电压是不标准电压的特种领域 2 3 单元级联多电平电压源型单元级联多电平电压源型单元级联多电平电压源型单元级联多电平电压源型 pwm 变频器变频器变频器变频器 单元级联多电平电压源型 pwm 变频器主电路图如图 2 6 所示 其采用若干个低压变频 功率单级联输出高压 各功率单元通常采用隔离变压器供电 图中变频器拓扑结构包含移相 变压器和功率单元两部分 移相变压器一次侧采用三角形连接 二次绕组采用延边三角形联 接 相位相差一定角度 从而实现多重化方法 变压器采用多重化方法能够很好的抑制输入 谐波 功率单元逆变部分采用单相桥式逆变电路 每个功率单元承担较低的电压并由变压器 二次侧单独供电 多个功率单元级联实现较高电压的输出 功率单元之间相互绝缘 故不存 在串联均压问题 各个功率单元的输入载波相差一定电角度 从而实现载波移相 pwm 技术 基于 dsp 的高压变频器的研究 9 载波移相技术可以实现较低的输出电压谐波输出 较小的 du dt 和共模电压 8 图 2 6 单元级联多电平电恪源型 pwm 变频器结构图 fig 2 6 topology of main circuit of series wound units 单元级联多电平高压变频器有如下特点 适应中国电网电压等级 直接 3kv 6kv 10kv 输入 无需输出变压器 直接输出 3kv 6kv 10kv 直接满足 3kv 6kv 10kv 高压异步电动机的调速需要 输入功率因数高 网侧不需要添加功率因数补偿装置 电流谐波少 对电网没有谐波污染 无需谐波抑制装置 输出阶梯正弦 pwm 波形 极低的 dv dt 输出 无需输出滤波装置 可直接接普通电 动机 功率电路模块化设计 维护简单 少数功率单元出现故障后系统降额运行 不停机 综合以上几种拓扑结构之间优缺点的比较 本文采用单元级联多电平型作为本次高压变 频器设计的主电路拓扑结构 通过单元级联方式输出 6kv 高压 其中变压器的一次侧为星形 联接 输入 6kv 高压 变压器二次侧采用延边三角形连接 五个功率每单元输出 690v 电压 超前 24 超前 24 超前 24 超前 12 超前 12 超前 12 无移相 无移相 无移相 滞后 12 滞后 12 滞后 12 滞后 24 滞后 24 滞后 24 功率单元 a1 功率单元 a2 功率单元 a5 功率单元 a3 功率单元 a4 功率单元 b1 功率单元 b1 功率单元 b1 功率单元 b1 功率单元 b1 功率单元 c1 功率单元 c1 功率单元 c1 功率单元 c1 功率单元 c1 m 3 相 6000v 电动机 n 河北工业大学硕士学位论文 10 共输出相电压 3450v 输出线电压 6kv 其具体原理如下 2 2 2 2 3 3 3 3 1 1 1 1 多重化整流单元介绍多重化整流单元介绍多重化整流单元介绍多重化整流单元介绍 由于整流装置功率的加大 其对电网产生的谐波污染等也随之增加 为减轻干扰 整流 侧采用多重化方式 即按一定的规律将两个或多个相同结构的整流电路进行组合而得 9 采 用多重化整流方式不仅可以减少网侧交流输入电流的谐波 同时也可以减少直流输出电压中 的谐波幅值并提高波纹频率 提高功率因数 本次设计采用五个三相不可控整流桥移相构成串联五重联结的整流电路 如图2 7所示 利用变压器二次绕组接法的不同 使五组之间相位错开 60 5 12 从而使输出整流电压 ud 在每个交流电源周期中波动 30 次 因此 被称为 30 脉波整流电路 设计中移相变压器采用延 边三角形移相技术 根据变压器绕组的连接方式将变压器分为顺延和逆延两种 顺延时变压 器的二次侧电压相位超前一次侧电压 度 逆延时则相反 1 顺延移相变压器 如图 2 7 和 2 8 所示为顺延移相变压器一次和二次侧绕组的连接图和相量图 其中移相变压器一次侧绕组采用 y 型连接 设匝数为 n1 二次侧绕组匝数分别为 n2 和 n3 由相量图 2 8 可以看出 移相角度 为 ab v ab v 2 1 式中 ab v 变压器二次侧电压 ab v的相量 ab v 变压器一次侧电压 ab v的相量 30 a b c a b c n1 n2 x y z x y z n3 图 2 7 顺悄惕相变恪器绕组的连接图 fig 2 7 connected diagram of phase shifting transformer winding in order 120 30 ax v czv ab v 30 30 czv axv ab v abv pv 图 2 8 顺悄惕相变恪器绕组的相量图 fig 2 8 phasor diagram of phase shifting transformer winding in order q v p v q v 基于 dsp 的高压变频器的研究 11 300 在两个极端情况下 当 n2 为零时 变压器二次侧与一次侧接法相同为 y 形连 接 即移相角度 0 当 n3 为零时 变压器二次侧变为 连接 与一次侧相差 30 即移 相角度 30 所以 的取值范围在 0 到 30 之间 由图 2 8 中可以看出 30sin 30sin by v q v 2 2 式中 q v 匝数为 n3 线圈有效电压值 by v b y 间电压有效值 由对称关系可以 得出 axby vv 所以由 2 1 式可以推出 30sin 30sin ax v q v 2 3 由 2 2 2 3 式可得变压器二次侧绕组系数 k 为 30sin 30sin 32 3 ax v q v nn n k 2 4 同理 由相量图 2 7 2 可得 30sin 120sin by v ab v 2 5 由于 axby vv 所以 ab v by v ax v 30sin 3 2 2 6 变压器一次侧与二次侧的匝数比 n 为 ab v ab v ab v ax v ax v ax v nn n n 30sin 2 1 30sin 3 2 32 1 2 7 式中 ax v ab v3 2 逆延移相变压器 如图 2 9 和 2 10 所示为逆延移相变压器一次和二次侧绕组的连接图和相量图 其中一次 侧为 y 连接 绕组匝数为 n1 二次侧连接方式与图 2 7 相反 河北工业大学硕士学位论文 12 与顺延连接方式同理 逆延接法下二次侧绕组系数 k 和匝数比 n 分别为 30sin 30sin 32 3 nn n k 2 8 ab v ab v nn n n 30sin 2 1 32 1 2 9 式中030 经过计算得出变压器五组的匝数比 n 和绕组系数 k 如下表所示 表 2 3 变恪器二次侧匝数比 n 和绕组系数 k table 2 3 n and k of transformer secondary side 一 二次侧电压相位差 连接方式 匝数比 n 绕组系数 k 24 顺延 5 3744 0 1292 12 顺延 6 4976 0 4618 0 y y 8 6957 1 12 逆延 6 4976 0 4618 24 逆延 5 3744 0 1292 3 通过适当选择初始相位可使变压器一次侧线电流为具有半波对称性质的奇函数 f t 10 11 经傅里叶级数分析可得 tk k btbtb k tk k btf 1 sin 1 3sin 31 sin 1 1 1 12sin 12 2 10 式中 ttdk t tf t k b 11 sin 0 2 图 2 10 逆悄惕相变恪器绕组的连接图 fig 2 10 phasor diagram of phase shifting transformer winding in reverse order 120 30 axv czv abv 120 30 czv axv abv abv pv qv byv a b c a b c n1 n2 x y z x y z n3 p v q v 图 2 9 逆悄惕相变恪器绕组的连接图 fig 2 9 connected diagram of phase shifting transformer winding in reverse order 基于 dsp 的高压变频器的研究 13 通过对移相变压器一次侧和二次侧线电流做傅里叶展开可得 如果变压器二次侧线电压 线电流 比一次侧线电压 线电流 超前 度 则变压器二次侧电流超前一次侧所有正序 谐波电流 度 而滞后变压器一次侧所有负序谐波电流 度 否则相反 11 12 由以上傅里叶展开式和分析可得 二次侧电流 a i折算到一次侧时的电流 a i中电流正序 分量电流可表示为 ttt d i a i13sin 13 1 7sin 7 1 sin 32 kwtk k k d i616sin 16 132 2 11 同理负序分量可表示为 kwtk k k d i a i616sin 16 132 2 12 则 a i可表示为 kwtk k k d i a i a i a i616sin 16 132 2 13 通过对电流 a i进行傅里叶展开 并分析其正序分量和负序分量 可得到如下结论 1 k 0 时 五 组 电 流 的 基 波 相 位 相 同 所 以 相 互 相 叠 加 后 幅 值 为 d i d i ta i 31032 5 2 k 1 时 各电流分量中的 5 7 次谐波符号相反 叠加后相互抵消 同理 k 2 3 4 时 11 和 13 17 和 19 23 和 25 次谐波相互抵消 3 k 5 时 由式 2 13 可以看出 29 次和 31 次谐波不能相互抵消 其幅值分别为 d i a i 29 310 29 d i a i 31 310 31 4 同理 k 5n 时 n 0 1 2 3 变压器一次侧电流中谐波次数为 30n 1 次 所以本次设计五重化整流 一次侧电流中将只有基波以及 30n 1 n 1 2 3 次谐波电流 存在 最低次谐波为 29 次 2 2 2 2 3 3 3 3 2 2 2 2 调制策略介绍调制策略介绍调制策略介绍调制策略介绍 1964 年 德国的 a schonung 等率先把通信系统中的调制技术应用到交流调速领域 提 出了脉宽调制 pwm 变频的思想 其基本思想是用一系列等幅不等宽的矩形脉冲来逼近 理想正弦波 即通过控制逆变器功率开关器件导通或关断 在逆变器输出端获得一系列等幅 河北工业大学硕士学位论文 14 不等宽的矩形脉冲波形 改变矩形脉冲波形的宽度和调制周期就可以改变输出电压的幅值和 频率 所谓 pwm pulse width modulation 控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术 当调 制波为正弦波时 通常称为正弦波 pwm 即 spwm sinusoidal pwm 在 pwm 控制中 一般定义调制比为 m urm ucm 式中 urm 为正弦调制波的幅值 ucm 为三角波的幅值 受功率器件开关时间的限制 m 既不能过大也不能过小 通常在 0 1 之间变化 一般取 m 的最大值为 0 8 0 9 它体现了直流母线电压的利用率 1 根据调制波的正负半周期内 pwm 脉冲的极性是否变化 其工作方式可以分为单 极性工作方式和双极性工作方式两种 如图 2 11 所示 单极性工作方式时 在正弦波正半 周期内三角载波只在正的极性范围内变化 在正弦波负半周期内 三角载波只在负的极性范 围内变化 所得到的 pwm 输出电压在半个周期内也只有一个极性 双极性工作方式时 输 出电压的极性在正弦波的半周期内有正也有负 采用单极性工作方式时变频器输出电流在调 制正弦波的过零点处容易断续 且之后与电压波形 畸变严重 而采用双极性时输出电流波 形连续 滞后小 正弦度好 所以本次设计采用双极性工作方式 u o t 2 r u o c u 2 t d u 图 2 11 单极性 左 和双极性 右 pwm 控制方式 fig 2 11 unipalor left and bbipalor right pwm mode 2 在 pwm 控制方式中 定义载波比为 n fc fr fc 和 fr 分别为载波频率和调制波频 率 根据在调制过程中载波比 n 是否变化可分为同步调制和异步调制 所谓同步调制 即 在变频过程中保持载波比 n 不变 这种调制方式的载波比 n 通常取 3 的整数倍 从而使逆 变器输出波形的正负半波始终保持对称 8 由于波形的对称性 不会出现偶次谐波的问题 但是由于 n 保持不变 低频时相邻两脉冲间距增大 谐波显著增加 导致电动机低频时谐 波损耗增加 转矩脉动加剧 所谓异步调制 即 fr 改变时载波频率 fc 保持不变 因而载波比 n 不断变化 低频时 n 值相对增大 相应的减小了谐波分量 减轻了电动机的转矩脉动 但是 n 的不断变化 使 逆变器输出电压的波形和相位均不断发生变化 从而三相输出间的对称关系及正负波形的对 称很难保持 这样将会增加电动机工作时的不稳定性 所谓分段同步调制法 即把输出的频率范围分成若干频段 其中每一个频段都采用同步 调制方法 即保持载波比为恒定 但是不同频段载波比不同 14 分段同步调制中 在高频 基于 dsp 的高压变频器的研究 15 段采用较低的载波比 这样载波频率不至于过高 这种方法克服上述同步调制和异步调制的 缺点 综合考虑上述调制方法的优缺点 本次设计中采用分段同步调制方法 3 如图 2 12 所示为载波移相水平移相 pwm 调制 所谓载波移相就是各个功率单元 输入载波相位不同 依次错开一定的电角度 8 其基本原理为每个功率单元输出的脉宽调制 信号均由一个正弦调制波和一个三角载波比较产生 其它功率单元正弦调制波不变 只是三 角载波错开一定的角度 当功率单元数位 n 时 每个功率单元载波相互错开 360 n 同相时 调制波相同 这样每个功率单元输出的脉冲波也错开 360 n n 个功率单元叠加后输出 2n 1 个电平 等效开关频率为原来载波的 2n 倍 输出的电压变化率也仅为每一个功率单元的直 流母线电压 这样大大减小了 du dt 带来的冲击电压对电机带来的不利影响 同时等效开关 频率的提高可以大大减小输出谐波 15 图 2 12 载波水平惕相 pwm 调制 fig 2 12 carrier wave horizontal shift pwm modulation 载波水平移相调制策略的优点是可以拓展到更多电平数的变频器中 同时在不增加开关 频率的情况下其等效频率也极大的增加 而且电压变化率减小到原来的 1 n 这种控制策略 的缺点是采用的同一个正弦波和多个载波 由于各载波之间错开一定角度 就无法保证移相 中各功率单元的输出与原点对称 这样就难以保证输出波形 90 度对称 而且输出中会含有 余弦项且会引入偶次谐波 但由于输出谐波基本位于高频段 上述缺点的影响不大 与其优 点相比可以忽略 15 16 2 3 3 功率单元介绍功率单元介绍功率单元介绍功率单元介绍 如图 2 13 所示为单个功率单元拓扑结构图 其中输入侧整流部分采用三相全桥二极管 不控整流电路 中间为电容滤波部分 并用电阻进行均压 输出部分为