2KW光伏电源监控与信息传输完稿毕业论文.doc

2KW光伏电源监控与信息传输摘要：该设计为一无人值守光伏控制电源，将光伏输入为70V-110V电压转变成稳定的48V电源供移动通信基站使用。该系统以BUCK电路为核心，在设计中采用全控型器件IGBT实现对电路可靠的开通与关断，通过霍尔电压、电流传感器和信号调理电路实现了电路的高精度检测，经高速DSP TMS320F28035将数据处理后，控制光伏输入，保证光伏电源的稳定输出。通过对蓄电池充放电特性进行详细分析后，设计了一个“三阶段充电”方案，以保证最大限度延长蓄电池寿命。在电源管理方面，该系统提供了有线的RS-485和无线的GSM两种方案供用户选择。该系统较好的实现了太阳能的高效利用，经MATLAB仿真后证明该电路在各电压点都能稳定工作，通过实践证明，该控制方案简单可行，系统稳定可靠，性能良好。关键词：2KWPV powerMeasurement ,Control andInformation Transmission1. 绪论1.1 课题的背景与意义能源是推动世界向前发展的重要动力，目前，能源有下面几种：火力（煤、石油），火力（LNG天燃气），水力，核电，太阳能和风能。其中，前四种被称为常规能源，后两种为新能源。随着工业化的推进和人口的增长，资源的消耗量日增，在常规能源使用过程中，煤、石油、天燃气使用过程中会产生温室效应，酸雨等环境破坏现象,制约了世界经济的可持续发展1，核电使用过程中若由于其他原因泄露，会造成更大的核辐射危害2。2011年3月12日，日本福岛第一核电站因地震引发爆炸引起了世界人民的恐慌。太阳能光伏发电和传统能源相比具有以下优点3：（1）资源丰富、分布广泛、取之不尽、用之不竭，可以说是一种无限的资源。（2）清洁、无污染。光伏发电本身不产生灰尘以及气体等排放废物，不产生噪声，是一种清洁的可再生能源能源。（3）资源分布广泛。理论上讲，可以得到太阳光的地方都可以利用太阳能进行发电，光伏发电几乎不受地域的限制。（4）建设周期短，建造灵活方便，运行维护费用低。（5）光伏建筑一体化。光伏建筑一体化是目前国际上研究及发展的前沿，这种产品不仅节省了建造发电站使用的土地面积和费用，而且美观大方。太阳能发电技术开发之初是20世纪70年代，那时由于太阳能电池的价格特别高（1500美元/瓦），只能用于人造卫星，海岛灯塔电源等不计成本必须用的场所。20世纪80年代20世纪90年代，太阳能电池的价格稍有下降，这一时期，太阳能电池多用于手表，计算器，路灯等小功率用电器上面。2000年以来，太阳能发电高速发展，世界各国都提出了太阳能发电政策。比较有名的有美国光伏发电的“百万屋顶计划”、日本的“阳光计划”，德国的“十万屋顶发电计划”4，在此政策影响下，各地新能源公司纷纷成立。光伏发电机可以采用并网发电5和离网发电6两种主要形式，伴随着分布式发电系统的发展，光伏可再生能源已经成为一种能源的主要来源。从各种能源的储量预测7（如图1-1）看，太阳能必将成为未来可再生能源中的重要组成部分。无穷大 图1-1 世界和中国能源储量预测1.2研究现状与发展趋势技术进步是降低光伏发电成本、促进光伏产业和市场发展的重要因素。几十年来，各国围绕着降低太阳能光伏发电成本的各种研究开发工作取得了辉煌成就，表现在电池效率不断提高、硅片厚度持续降低和产业化技术不断改进等方面。这些对降低光伏发电成本起到了决定性的作用。在国家科技部和北京市的支持下，国家新能源工程中心和北京市太阳能光电中心，取得一些可喜的研究成果。单晶硅高效电池效率达到 19.79%，多晶硅电池效率达到 11.8%，采用 PECVD 技术设备的微晶硅迭层薄膜电池效率达到 9.5%8。在光伏发电应用上，光伏水泵系统、通信光伏电源系统、独立光伏电站、输油器管道阴极保护光伏电源系统、家用光伏电源系统、光风混合发电系统的系统技术方面，取得了不少的研究成果和工程经验9。 在取得许多成果的同时，由于科技的进步，过去常用的设计和控制方案捉襟见肘，主要体现以下方面：1、计算机控制技术的发展，使得模拟控制设计略显成本高，设计复杂，曾经用于BUCK电路的模拟控制方案10如电压型控制，电流型控制，V2 控制，V2C 控制，等模拟控制方案已经不能适应数字化时代的发展要求，与模拟控制相比，数字控制具有以下优点11：（1）、数字信号处理器的滤波处理能力可以使输出平滑，噪声降低。（2）、系统使用的器件少，使得可靠性增加，可以满足越来越小型化的要求。（3）、在极端环境温度下，仍具有良好的稳定性和线性，提供可预言的输出特性。（4）、可以实现复杂的控制算法，并且很容易改变参数，适应不同的控制要求。2、数字信号处理技术的发展，进一步促进了数字控制在高性能领域的应用，与通用单片机相比，由于通用单片机由于处理速度低，为了能实时的处理复杂的算法只能采用查表的方法，而且为了保证速度，数据表还不能设置的很细，因而控制精度低，随着DSP的价格降低，性价比逐渐提高，本系统采用的TMS320F28035 DSP12芯片，不用查表的方法就能高精度地满足实时控制的要求。3、IGBT的崛起，使得GTR淡出。IGBT由于集成了GTR和Power MOSFET的优点，将电力电子技术带进了超音频时代13，IGBT的崛起充分证明新器件的出现会给学科的发展带来更为深远的影响。1.3本文的主要工作根据光伏电源的通用技术要求，完成光伏电源监控系统中各分站的软硬件设计，具体功能如下：1、太阳光发电系统的系统架构。2、设计了一个“三阶段充电法”对蓄电池进行充电，保证了蓄电池寿命的最大化。3、本系统采用MPPT最大功率跟踪方案，提高了太阳能的利用效率。4、通过对变流电路的分析，设计了一个易行、可靠的BUCK电路。5、通过对RS-485传输方式的分析，设计了一个具有保护功能，抗干扰性强的硬件电路，并通过软件设计实现了信息传输。6、通过对SPI的分析，设计了一个简单可靠的协议实现了DSP16位数据和单片机8位数据通信。7、通过对GSM模块的分析，实现了模块外围电路的硬件设计并使用单片机的串口2控制GSM模块和上位机通信。8、通过选取有代表性的三个电压点进行MATLAB仿真，从仿真图上可看出该系统可实现精密测控和稳定运行。1.4本文的组织结构本文的篇章结构如下：第一章简要介绍了课题的研究背景，和目前的研究现状，提出了目前光伏电源需要改进的地方。第二章详细介绍了光伏电源的总体设计方案和本系统采用的MPPT最大功率跟踪方案、蓄电池充电方案、基于数字PID的控制方案。第三章介绍了基于DSP的精密测控部分的软硬件设计，包括传感器的选择与检测电路的设计，BUCK斩波电路中器件的选择与硬件电路的设计方案，最后给出了基于DSP的控制方案和程序流程图：包括采样频率的确定，最大功率点跟踪，蓄电池充放电的控制和数字PID的控制参数的选取。第四章介绍了DSP与单片机之间进行SPI通信的软硬件设计，单片机的通用串口控制RS232-GSM模块与上位机进行无线通信和单片机的串口2控制的RS232-RS485有线通信方案。第五章介绍了该通信用电源的实验结果分析。第六章总结了本系统设计的得失，为以后的设计提供参考。2系统总体设计与工作原理2.1系统整体设计该系统是一个有效的控制太阳能向蓄电池充放电和向负载供电的设备，为了提高了提高系统的实时性和适用性，采用DSP来完成核心算法与控制，而使用MCU来实现人机对话，以实现实时控制功能。在它们两者之间采用高效的SPI通信方式来完成大量数据的传输2KW光伏电源监控与信息传输的总体网络结构如图2-1所示：S T C12C5A60S2TMS320F28035SPI通信TFT液晶显示LED指示GSMPC机箱温度光伏输入蓄电池PC图2-1 2KW光伏电源监控与信息传输的总体网络结构2.2 光伏控制器的原理与控制策略2.2.1MPPT最大功率跟踪原理太阳能光伏发电有两大缺点14，一是太阳能电池阵列的成本较高，而是太阳能电池板的光电转换效率比较低，普通多晶硅材料的太阳电池的光电转换效率约为1214，如果把系统电路的损耗也考虑进去，则光伏发电系统的综合效率只有11左右。这就需要研制能量转换效率高且价格低廉的光电材料，另一方面就是光伏系统控制策略上实现太阳能电池的最大功率输出。即将光伏电池组件产生的最大功率及时的提供给负载，使太阳能系统的能量利用效率尽可能提高。对于内阻不变的系统，电路可等效为如图2-2所示的形式图2-2 内阻不变系统内阻等效图Ui为电源电压，Ri为电压源的内阻，Ro为负载电阻，则负载上消耗的功率为=I2Ro=上式中UI和RI均是常数，对RO求导，可得=令=0；则Ri=Ro时，取得最大值。可以用这种外阻等于内阻的方法获得最大输出功率，但在太阳能供电系统中，太阳能电池的内阻不仅受日照强度的影响，而且受环境温度几负载的影响，而且处在不断变化之中，从而不能采用上述简单办法来获得最大输出功率。在对最大功率跟踪的研究15当中，主要有以下几种方案：I、固定电压跟踪法。固定电压跟踪法（constant voltage tracking .CVT）是较早产生的一种 MPPT控制方法，从图 2-3太阳能电池的伏安特性曲线可以看出，各曲线的最大功率点几乎分布于一条垂直线的两侧（日照强比较高时），这说明光伏阵列的最大功率输出点大致对应于某个电压值。固定电压跟踪法就是根据太阳能电池阵列的最大输出功率对应的工作电压变化不大这一特性而提出的。该控制方式控制简单、系统运行稳定、可靠性高等优点，但是这种跟踪方式忽略了温度对阵列开路电压的影响，导致阵列的伏安曲线与系统预先设定的工作电压可能不存在交点，这样系统将会产生振荡，不能真正实现最大功率点的跟踪控制。图2-3 硅太阳电池的伏安特性曲线II扰动观察法。如图 2-4所示，扰动观察法的原理是先扰动光伏阵列的输出电压值（Upv +U ）,再测量功率变化，设测得当前阵列输出功率为Pd ，与扰动之前功率值Pi 相比，若PdPi ，即功率值增加，则表示扰动方向正确，可朝同一（+U ）方向扰动；反之，若Pd0时，U-当Umax;此时，-当=0时，U=Umax此时，=-太阳能电池P-V 和dP / dV -V 关系图如图所示图2-5 P-V 和dP / dV -V 关系图2.2.2 蓄电池充放电控制策略此系统是太阳能电池阵列和蓄电池组的复合系统，在对光伏系统的研究中，蓄电池寿命是制约光伏系统性能的瓶颈。在系统研发过程中，对蓄电池进行合理的充放电和保护16将大大延长蓄电池的使用寿命。蓄电池充电电压曲线如图2-6所示 图2-6 充电端电压的变化曲线充电初期，o-a段，蓄电池端电压升高很快。充电中期，a-b段，电势增高渐慢。充电后期，c-d段，两个极板上会析出气体，由于气体为不良导体，蓄电池内阻增大，端电压继续上升。最后，在d点电解液沸腾，而电压稳定在2.7V。此后在充电，仅是水的电解，如果在D点停止充电，端电压迅速降低到2.3v，此后，极板内外电解液浓度趋于相同，最后稳定在2.06V。目前，蓄电池的充电方法分为两类：常规充电法。常规充电法有两种，即：恒流充电和恒压充电。恒流充电是在充电过程中充电电流不变，随着蓄电池电压的变化要进行电流调整，使充电电流不变，充电电压和充电电流的关系如图2-7所示，但是不足之处是，蓄电池开始充电电流偏小，在充电后期充电电流偏大，充电电压高，特别是在充电后期，析出气体多，对蓄电池极板冲击大，能耗高。图2-7 恒流充电曲线恒压充电，即一恒定电压对蓄电池充电，在充电初期，由于蓄电池电压低，充电电流很大，随着蓄电池电压的逐渐升高，电流逐渐减小，在充电末期，只有很小的电流通过。这样在充电过程中就不必调整电流，如图2-8所示，相对恒流充电来说，此法充电电流自动减小，充电过程中析气量小，充电时间短，能耗低。 图2-8 恒压充电曲线 快速充电法。快速充电法有：脉冲式充电法，变电流间歇充电法，快速充电法等，这些都是围绕J.A,MAS(马斯)17提出的最佳充电曲线进行研究的。即，采用智能控制的方法，让蓄电池的充电电流始终保持在可接受电流的附近。由于在光伏系统中，对蓄电池充电的同时还必须考虑电源电流的源头是否足够，太阳能光伏阵列并非真正意义的“无限电源”，他提供给蓄电池的最大充电电流是有限的。因此，目前还不能采用快速充电法充电。本系统中的充电方式（1） 当太阳能电池板阵列输出能量不足以提供蓄电池在当前充电情况下充电所需能量，此时采用最大功率点跟踪方式，阵列输出的能量全部由蓄电池收纳。（2） 当阵列输出的能量超过蓄电池在当前充电情况下充电所需的能量时，阵列就不运行在MPPT方式，而采用恒流和恒压结合的充电方式。（3） 适当过充有利于蓄电池容量的恢复，特别是在蓄电池深度放电后，分组蓄电池增大放电电流，减少蓄电池酸分层和结晶大小。2.2.3 基于数字PID的控制方案该系统的反馈控制框图如图2-9所示操纵变量q扰动D控制变量u+偏差e设定值r控制器TMS320F28035执行器PWM调节器控制通道BUCK变换器蓄电池干扰通道光伏电池测量变送电压、电流反馈图2-9 光伏系统的反馈控制框图上述系统为单输入输出系统，在此类系统中应用最典型的规律就是PID规律18。PID规律即比例-积分-微分控制规律。在本系统中，PID控制器的输入量（AD采集值）和输出量（PWM引脚的高低电平）均为数字量，因此采用数字PID控制算法，其原理如下：在连续系统中，PID控制器的输出u(t)与输入e（t）之间的关系为：上式中,-比例增益； -积分时间常数； -微分时间常数； e(t)-被控量与设定值之间的偏差； u(t)-控制量如果在上式中用和式代替积分，用差分代替微分，即式中：T-采样周期。则式演变为用k-1代替 k，则式变化为： =PID控制参数对系统性能的影响如表2.1所示下：控制参数对动态性能的影响对稳态性能的影响比例系数加大，系统的动作更灵敏速度加快。偏大，震荡次数增多，调节时间加长，系统趋于不稳定；偏小，系统动作缓慢在系统稳定的情况下，加大，可减小系统的静差，提高控制精度。加大,只能减小静差，并不能完全消除静差积分时间常数积分控制环节的加入通常使系统的稳定性下降；太小，系统将不稳定。偏小，震荡次数较多；太大，对系统性能的影响减小积分控制环节能消除系统的静差，提高控制系统的精度。但若太大，积分作用不明显，消除静差的作用有限微分时间常数微分控制环节的加入可使超调量减少，系统调节时间缩短。偏大或偏小，都会导致超调量较大，调节时间较长加入微分环节，允许比例系数及积分时间常数有更大的调节空间，从而可使系统的静差减小，提高控制精度表2.1PID各控制参数对系统性能的影响3 基于DSP的精密测控部分设计3.1系统整体设计该部分为控制器，AD转换器，BUCK变换器组成的闭合回路，如图3-1所示太阳能电池阵列BUCK变换器蓄电池A/D转换A/D转换TMS320F28035驱动电 路图3-1 精密测控部分整体结构3.2主控电路器件选择3.2.1微控制器由于太阳能电池的输出功率受到环境的影响而不断变化，为了实现对其最大功率点进行跟踪，这就要求系统的实时性要强，也就是要求系统的响应速度要快，为此，系统TMS320F28035作为检测部分。其主要功能如下： 32位定点高速DSP芯片 工作频率60MHZ,保证了控制和信号处理的快速性和实时性 14/16路ADC 12/14路ePWM输出 3个32位通用定时器 45个PIE扩展中断 SPI、SCI和eCAN 总线接口3.2.2电压、电流传感器选择在电压、电流传感器选择中，有互感器19，分流器20，霍尔电流、电压传感器/变送器21可供选择，然而互感器只适用于50Hz工频测量；分流器无法进行隔离测量，因此霍尔电流、电压传感器/变送器是唯一的最好的选择，霍尔电流、电压传感器/变送器具有优越的电性能： 能隔离主电路回路和电子控制电路的电检测元件。 它综合了互感器和分流器的所有优点。 可以检测交流、直流和瞬态峰值。 电压传感器选择本系统电压传感器选用VSM025A（如图3-2示）,此传感器有5个接线端子。其中两个为原边端子：被测电压输入端+，被测电压输入端-，分别接被测电压输入端的正极和负极，另外三个为副边端子：+端：电源+15V;-端：电源-15V;M端：信号输出端。+HT + VSM025A M-HT -+15V-15VGNDOUT图3-2 霍尔电压传感器 电流传感器选择本系统电流传感器选用CSM300LT（如图3-3示）,此传感器有三个接线端子：+端：电源+15V;-端：电源-15V;M端：信号输出端。CSM300LT +M IP被测电流+15VGND-15VOUT图3-3 霍尔电流传感器当原边导线经过电流传感器时，原边电流IP会产生磁力线，原边磁力线集中在磁芯气隙周围，内置在磁芯气隙中的霍尔电片可产生和原边磁力线成正比的，大小仅为几毫伏的感应电压，通过后续电子电路可把这个微小的信号转变成副边电流IS，并存在以下关系式：IS* NS= IP*NP其中，IS副边电流；IP原边电流；NP原边线圈匝数；NS副边线圈匝数；NP/NS匝数比，一般取NP=1。电流传感器的输出信号是副边电流IS，它与输入信号（原边电流IP）成正比IS一般很小，只有10400mA。如果输出电流经过测量电阻RM，则可以得到一个与原边电流成正比的大小为几伏的电压输出信号。3.3 BUCK电路器件选择 该buck电路采用如图3-4所示的结构图3-4 BUCK电路结构在此电路中，L1和C1组成低通滤波器，使光伏输入的直流分量可以通过，而抑制谐波分量，电容的输出为直流分量附加微小的纹波。3.3.1续流二极管D选择续流二极管选用快恢复二极管22，此电路要求快恢复二极管的额定工作电流和反向耐压必须满足电路要求，型号为DSEI 120-12A23图3-5。耐压1200V，电流60A，恢复时间40ns。 图3-5 续流二极管D3.3.2主电路功率器件选择本电路功率器件选择IGBT,IGBT是用双极型晶体管与MOSFET组成的达林顿结构，相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。因此IGBT和MOSFET驱动原理25相同，其开断是由栅极和发射极间的电压决定的。是它集合了双极型晶体管与MOSFET的优点，具有开关速度快，电流驱动功率大，导通压降小等优点。RdPNPNPNRbECCGEa IGBT寄生晶闸管等效电路 b IGBT电气符号图3-6 IGBT等效电路和电气符号图3-6中给出了IGBT的等效电路以及常用电气符号，它的三电极分别是栅极G、集电极C和发射极E。根据IGBT栅极与发射极之间的电压、IGBT 集电极与发射极之间的电压、IGBT 集电极发射极的电流Ic、IGBT 的结温以及IGBT的工作频率等参数，本文设计的Buck斩波电路中的IGBT选用英飞凌FF150R12KT3G模块，其结构见图3-7。图3-7 FF150R12KT3G结构图主要参数有：集电极-发射极间能够外加的最大电压：；栅极-发射极间能够外加的最大电压：；工作温度在25时，集电极的电极上容许的最大直流电流：；所容许的最大功率损耗：；功率开关管Q的纹波电流为系统输入电流的两倍。本设计系统主电路开关管承受电压为110V，考虑2.02.5倍的安全系数，取耐压值为275V。输入电流最大为28.5A，按1.52.0倍安全系数，耐流值取为57A。所选择的IGBT模块满足设计要求。由于FF150R12KT3G模块是由两个IGBT构成的，故在电路设计时为了提高器件利用率，在Buck回路中IGBT模块的3引脚C1接光伏输入，1引脚C2后接电感，2引脚接地，即由IGBT模块中的一个IGBT功率管和另一个IGBT的快恢复二极管和回路中的续流电感共同构成Buck斩波电路，IGBT驱动信号由4引脚G1、5引脚E1两个引脚输入。3.3.2纹波电感选择结合图3-8 BUCK电路各点波形图所示：iCILUd-UoUdt2t1tttiCiVTi2i1iLuLuVTugttt图3-8 BUCK电路各点波形图当IGBT处于导通状态时，此时电路的等效拓扑结构如图3-9所示：uo图3-9 IGBT导通时电路拓扑结构由于电路工作频率很高，一个周期内和基本维持不变，可视为恒定值。则则： 当IGBT处于关断状态时，此时电感续流，二极管导通，此时电路的等效拓扑结构如图3-10所示：图3-10 IGBT关断时电路拓扑结构此时，电感上的电压=则综合和只有Q管导通期间（ton内）电感L增加的电流等于Q管截止期间（toff时间内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感L中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率，设电路的占空比为。考虑到和，可得 因此，Buck电路输出电压平均值与占空比成正比，从0变到1，输出电压从0变到,且输出电压最大值不超过输入电压。此时电路中电感电流的平均值为：电感电流的最大值：电感电流的最小值：电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在t=T时刻，电感L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时，此时的电感量被称为临界电感，当储能电感L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。LC即为临界电感值，式中RL为负载电阻。即：Lc即为临界电感值在本电路中，选择开关管工作频率，常选择工作频率20KHZ左右，以避开音频噪声，同时防止开关频率过大，开关损耗加大，效率减小。在式中计算占空比时，选择占空比的最小值，即=0.436f为开关管的频率，在本系统中选择15KHZ。由于本系统为2KW,额定电压为48V，因此，等效电阻的大小为：RL=1.152因此L=(1-0.436) =0.0216mH.一般取电感值为临界电感的10倍为0.216mH在这里选择0.5mH的上海鹰峰电子的DCL-0050-EIDH-E1M1直流电抗器26。3.3.3电容选择BUCK电路的电容共有C1、C2、C3、C4.其中输入侧的电容C1、C2、C4选用3300u/400V电解电容并联，起到主输入电路滤波的作用。在输出测滤波电容C3选择时需参考图3-8示，当iLI0时，C3被充电，设电感L1的谐波电流完全流过C3,负载电流的脉动很小，即，由于电容电流在一个周期的平均值为零，则在半个周期内电容放电或充电的电荷量为：相应的电压脉动量为：又结合则则本系统中设考虑一定的余量，这里选择epcos的10000uF/100V电解电容。3.4硬件电路设计3.4.1TMS320F28035外围器件引脚分配TMS320F28035外围器件引脚分配如图3-11所示 图3-11 TMS320F28035外部引脚分配3.4.1 A/D转换输入电路设计电压检测信号调理电路图如图3-12所示 图3-12 电压检测信号调理电路电流检测信号调理电路图： 图3-14 电流检测信号调理电路 3.4.2IGBT驱动电路设计 由于IGBT选用英飞凌公司的FF150R12KT3G27,这里选用TLP250光耦28作为其驱动模块，该硬件电路设计如图3-15所示，TLP250是一种可直接驱动IGBT的功率型光耦，其最大驱动峰值电流达1.5A，选用TLP250光耦保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备直接驱动IGBT的能力，使驱动电路特别简单，东芝公司的专用集成功率驱动电路TLP250是8脚双列封装，其具备以下特征，输入阈值电流5mA(MAX),电源电流11mA(MAX), 电源电压10-35V，输出电流，开关时间0.5us。 图3-15 IGBT驱动电路设计当PWM1为1时，Vo2输出为高电平，此时三极管D44H11导通，而D45H11截止，此时，G1输出为正15V。当PWM1为0时，Vo2输出为低电平，此时三极管D44H11关闭，而D45H11导通，此时G1输出为负15V。通过此驱动电路保证IGBT的可靠开通与关闭3.5系统软件部分设计3.5.1最大采样频率确定在实时检测部分当中，控制器设置为定时器触发A/D采集方式，其程序流程图如图3-16所示：开始A/D,定时器初始化定时时间到A/D采集 图3-16 A/D采样流程图在采样部分中，采样频率是一个很重要的控制参量，从信号保真和控制性能角度看变换器系统的采样频率越高越好。采样频率越高，对硬件要求越高，从而增加硬件的成本。所以选择采样周期应该采取折中的方法选择最佳的采样周期3。为了确定在检测部分系统能达到的最大采样频率，在开始进入A/D采集中断处用一个通用输入输出口做指示，每次进入此中断时，将此输入输出口电平取反。不断提高采样频率，根据翻转信号确定中断程序能否执行完，中断程序执行可用图3-17表示：翻转信号采样周期T翻转周期TS图3-17 （a）中断能执行完T 翻转信号采样周期T翻转周期TS图3-17（b）中断不能执行完T在如果采样周期大于输入输出口翻转周期的一半，此时显然程序没能执行完，如图3-17(b)所示，这时的采样频率为最大采样频率。3.5.2MPPT最大功率跟踪部分软件设计程序框图如图3-18所示图3-18 MPPT最大功率跟踪软件设计否否Y是是开始读入Un,In返回否3.5.3系统充放电部分软件设计蓄电池在充电过程中，电池电压与充电时间大致成线性关系，工程上取充电曲线斜率为充电平台期斜率的10倍时为蓄电池充电的终止点。本系统为55.5V并在55.5V 到53.6V分为5段1、蓄电池端电压Ub53.6v, 且充电电流3A时，此时，以恒流方式充电，设定一个绿色发光二极管发光。3、当蓄电池电压 53.6Ub55时，恒压充电方式，此时黄色二极管发光。4、55Ub55.5时，蓄电池已满，停止充电，红色二极管亮。系统整体充电流程图（图3-19）、恒压充电软件流程图（图3-20）和恒流充电流程图（图3-21）所示如下否否是是是否是是否A/D转换是否完成Ub55.5V充电结束，红色二极管亮Ub55VUb53.6VIbUref是否减小D增加D输出PWM图3-20 恒压充电流程图恒流充电流程图否是设定D,Iref=3A开始采样IbUb=UrefIbIref是否减小D增加D输出PWM图3-21 恒流充电流程图3.5.4PID控制部分软件设计本系统在设计中采用的恒压或恒流充电，目的都是为了让被控量稳定在设定值，在本系统中，利用DSP构成的反馈环节，利用PID控制算法，让系统保持稳定，在PID控制算法中，最重要的是确定PID调节参数。在本系统中，采用试凑法，步骤如下：、先采用纯比例控制，Kp由小变大，令设定值产生一个小的阶跃变化，观察控制量的响应。如果Kp较小，则响应速度会比较慢。增大Kp，再次令设定值产生一个小的阶跃变化，观察控制量的响应。这样持续增大Kp的值(如每次都将Kp乘2)。直到被控量的响应出现震荡现象。记下此时的Kp的值、将得到的Kp的值乘以0.60.8，然后选择一个较大的Ti的值，然后逐步减小Ti的值在保持系统良好动态性能的情况下，静差得到消除。、在中静态性能得到满足的条件下，动态性能仍不太好的情况下，调节微分时间常数Td ，调整时，先置Td=0，然后逐步增大Td ,并微调Kp和Ti ,直到得到满意的效果。4信息传输部分设计4.1单片机与DSP之间的spi通信SPI是高速同步串行口的简称。是一种标准的四线同步双向串行总线。 4.1.1单片机与DSP之间SPI通信硬件设计单片机与DSP之间SPI通信的硬件连接非常简单，只需连接4根线就可以：DSP的MOSI和单片机的SOMI相连。DSP的MISO和单片机的MISO相连。DSP的SCLK和单片机的CS线相连。DSP的CS和单片机的CS线相连。4.1.2单片机与DSP之间SPI通信的软件设计由于STC12C5A60S2每次发送的数据为8位，而DSP在接收过程中，每次接收的数据为16位，因此在DSP接收的数据中，必须正确区分是高8位收到有效数据还是低8位收到有效数据，在本系统中，如果单片机不对DSP进行有效数据的设置，则发送0XFF,如果要对DSP进行有效数据的设置，则发送以0XFD开始的数据，此时，DSP若是在高八位收到0XFD，即收到数据的形式是0XFDXX,则XX代表需要设置的量是什么量(Name)，然后，DSP再接收一个数据，则这个数据就是要设置的这个量的值是多少（Value）;另一种情况是DSP若是在低八位收到0XFD,即收到的数据形式是0XFFFD,此时，DSP再接收一个数据，比如0X7EDD,则此时7E为需要设置的量是什么量(Name)，而DD为要设置这个量的值（Value）的高8位，因此DSP还应该再接收一个数据，比如是0X09FF,此时，09为为要设置这个量的值（Value）的低8位,FF为无用数据。4.2单片机和PC机之间的RS485通信RS-485总线通信模式由于具有结构简单、价格低廉、通信距离和数据传输速率适当等特点而被广泛应用于仪器仪表、智能化传感器集散控制、楼宇控制、 监控报警等领域。RS485标准的基础是串行通信接口芯片，对共用点的电压范围是：-712V和一般微处理器，单片机的逻辑电平是不一致的，并且信号传输中的两条信号线以差分方式传输的，如果其中一条为逻辑1，另一条为逻辑0。4.2.1单片机和PC机之间RS485硬件电路设计本系统会应用于环境比较恶劣的场合，因此选用德州仪器公司的SN75LBC184芯片来实现单片机和PC机的RS485通信。SN75LBC1843的主要特性如下： 单一电源Vcc，电压在35.5 V范围内都能正常工作。 与普通的RS-485芯片相比，它能抗雷电的冲击而且能承受高达8 kV的静电放电冲击 片内集成4个瞬时过压保护管，可承受高达400 V的瞬态脉冲电压。 当输入端开路时，其输出为高电平，这样可保证接收器输入端电缆有开路故障时，不影响系统的正常工作。 芯片内部设计了限斜率驱动，使输出信号边沿不会过陡，使传输线上不会产生过多的高频分量，从而有效扼制电磁干扰。RS485硬件电路设计如图图4-1 RS-485硬件电路设计四位一体的光电耦合器TLP521让单片机与SN75LBC184之间完全没有了电的联系，提高了工作的可靠性。基本原理为：当单片机 P2.0=0时，光电耦合器的发光二极管发光，光敏三极管导通，输出高电压（5 V），选中RS485接口芯片的DE端，允许发送。当单片机P2.0=1时，光电耦合器的发光二极管不发光，光敏三极管不导通，输出低电压（0 V），选中RS485接口芯片的RE端，允许接收。在系统复位时，I/O口都输出高电平，如果把I/O口直接与RS-485接口 芯片的驱动器使能端DE相连，会在CPU复位期间使DE为高，从而使本节点处于发送状态。如果此时总线上有其他节点正在发送数据，则此次数据传输将被打断 而告失败，甚至引起整个总线因某一节点的故障而通信阻塞，继而影响整个系统的正常运行。考虑到通信的稳定性和可靠性，在每个节点的设计中应将控制 RS485总线接口芯片的发送引脚设计成DE端的反逻辑，即控制引脚为逻辑“1”时，DE端为“0”；控制引脚为逻辑“0”时，DE端为“1”。在图4-1中,将CPU的引脚P1.6通过光电耦合器驱动DE端，这样就可以使控制引脚为高或者异常复位时使SN75LBC184始终处于接收状态，从而从硬件上有 效避免节点因异常情况而对整个系统造成的影响。这就为整个系统的通信可靠奠定了基础。在图4-1中，VD1VD4为信号限幅二极管,其稳压值应保证符合RS-485标准，VD1和VD3取12 V,VD2 和VD4取7 V,以保证将信号幅度限定在-7+12 V之间，进一步提高抗过压的能力。考虑到线路的特殊情况（如某一节点的RS-485芯片被击穿短路），为防止总线中其他分机的通信受到影响，在 SN75LBC184的信号输出端串联了2个20 的电阻R1和R2，这样本机的硬件故障就不会使整个总线的通信受到影响。在应用系统工程的现场施工中，由于通信载体是双绞线，它的特性阻抗为120 左右，所以线路设计时，在RS485网络传输线的始端和末端应各接1个120 的匹配电阻（如图4-1中的R3），以减少线路上传输信号的反射。 对于由单片机结合RS-485组建的测控网络，应优先采用各节点独立供电的方案，同时电源线不能与RS-485信号线共用同一股多芯电缆。RS- 485信号线宜选用截面积0.75 mm2以上的双绞线而不是平直线,并且选用线性电源TL750L05比选用开关电源更合适。TL750L05必须有输出电容，若没有输出电容，则其输出端 的电压为锯齿波形状，锯齿波的上升沿随输入电压变化而变化，加输出电容后，可以抑制该现象。4.2.3软件部分设计串口接收数据流程图如图4-2所示：否是开始收到数据清中断请求从SBUF中读回一字节数据保存在缓冲区缓冲区计数加1缓冲区结尾？切换到缓冲区开头接收字节数加1图4-2 串口接收数据流程图返回 串口发送数据流程图如图4-3所示是将数据写入到串口缓冲开始设置发送标志为1发送标志仍为1？否 结束 图4-3 串口发送数据流程图4.3单片机串口2控制GSM模块与上位机进行无线通信GSM由于具有通信距离远，网络覆盖率高，传输特性好的优势，为现有的监控系统提供一种便捷的无线数据传输方式。TC35i是西门子公司推出的新-代无线通信GSM模块。自带RS232通讯接口,可以方便地与PC机、单片机连机通讯。可以快速、安全、可靠地实现系统方案中的数据、语音传输、短消息服务(Short Message Service)和传真。TC35模块的工作电压为3.35.5V,可以工作在900MHz和1800MHz两个频段,所在频段功耗分别为2w(900M)和1w(1800M)。4.3.1GSM模块的硬件设计GSM模块的硬件设计只需TTL转RS232电平电路，如图 所示，该电路的一端连接到MCU的UART口，另一端连接到TC35i。在该设计中使用MAX232转换芯片，MAX232是一个电荷泵器件，采用开关电容技术将5V电压升压和产生负压作用，图中电容C10、C11、C12.、C13就是产生升压和产生负压作用的电容。该电容的取值可以使0.1uF,1uF,在该系统中采用1uF的电容，如果是使用0.1uF的电容，驱动能力会弱些，不能驱动某些串口，尤其是当波特率较高时。 将TXD和RXD分别连接到STC12C5A60S2的TXD2（P4.3）和RXD2(P4.2)引脚。如图4-2所示： 图4-2 单片机和GSM模块的硬件连接4.3.2GSM模块的软件驱动设计在STC12C5A60S2中与串口2有关的寄存器如表4.1所示：符号描述地址位地址及符号MSB LSB复位值S2CON串口2控制寄存器9AHS2SM0S2SM1S2SM2S2RENS2TB8S2RB8S2TIS2RI00000000BS2BUF数据缓冲寄存器9BHxxxxxxxxBBRT独立波特率发生器9CH00000000BAUXR辅助寄存器8EHT0x12T1x12UART_M0x6BRTRS2SMODBRTx12EXTRAMS1BRS00000000BIE中断允许寄存器A8HEAELVDEADCESET1EX1ET0EX000000000BIE2中断允许寄存器2AFH-ESPIES2xxxxxx00BIP2优先级控制寄存器低位B5H-PSPIPS2x0000000BIP2H优先级寄存器高位B6H-PSPIHPS2H00000000BAUXR1辅助寄存器1A2H-PCA_P4SPI_P4S2_P4GF2ADRJ_DPSx00000x0B 表 4.1 串口2相关关寄存器 在使用串口2时按以下步骤进行：.设置串口2的工作模式，S2CON寄存器中的S2SM0和S2SM1两位决定了串口2的4种工作模式设置串口2的波特率相应的寄存器和位：BRT独立波特率发生器寄存器,BRTx12位，S2SMOD位启动独立波特率发生器，让BRTR位为1，BRT独立波特率发生器寄存器就立即开始计数。设置串口2的中断优先级，及打开中断相应的控制位是:PS2, PS2H, ES2, EA如要串口2接收，将S2REN置1 即可，如要串口2发送，将数据送入S2BUF即可，接收完成标志S2RI，发送完成标志