异步电机SVPWM矢量控制系统研究.doc

辽宁工程技术大学毕业设计（论文）0 前言能源需求正极大地影响着全球经济发展，我国同样也面临着经济增长对能源需求的压力。20世纪九十年代我国高耗能产品的耗能量比发达国家高12%至55%，能源综合利用效率仅为32%，我国迫切需要提高能源利用效率。电机是能源消耗大户之一，我国电机总装机容量己达4亿千瓦，年耗电量达6000亿千瓦时，占工业耗电量的80%，然而直到目前，我国各类在用电机80%以上还是中小型异步电动机，可见我国在电机节能领域有非常大的潜力。电机节能技术最受瞩目的就是变频调速技术，变频调速技术以其显著的节电效果、优良的调速性能以及广泛的适用性而成为电气传动发展的主流方向。虽然我国变频调速技术研究非常活跃，但是产业化仍很不理想，外国产品几乎占据了我国变频调速技术市场的60%。从总体上看，我国变频传动的技术水平较国际先进水平差距10多年。现代电气传动技术以电机为控制对象、微处理器为控制核心、电力电子功率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成电气传动控制系统以达到控制电机转速或位置的目的。按照交流异步电动机的基本原理，从定子传入转子的电磁功率P可分为两部分:一部分是拖动负载的有效功率P2=(l-S)Pm;另一部分是与转差率S成正比的转差功率Ps=5Pm。因此从转差功率是否增大，是消耗还是回收即调速系统的效率出发，异步电动机传动调速系统可以分为三类:1 转差功率消耗型调速系统-全部转差功率以转换成热能的形式而消耗掉。如降压调速、电磁转差离合器调速、绕线式转子异步电动机串电阻调速都属于这一类，其调速效率最低。它是以增加转差功率的损耗来实现转速的降低(恒转矩负载)，由于这类调速系统结构简单、成本低廉，故在调速要求不高的场合仍有一定的应用。2 转差功率回馈型调速系统-转差功率的一部分被消耗掉，大部分则通过变流装置回馈电网或者转换为机械能加以利用。绕线式异步电动机串级调速属于这一类。其效率比第一类方法要高，但总是有部分能量在增设的交流装置中被消耗掉，因而也不是最为理想的调速方法。3 转差功率不变型调速系统-转差功率中转子铜耗是不可避免的，在这类系统中转差功率基本不变，因此效率最高，变极调速和变频调速属于这一类，其中变极调速是有级调速，应用场合有限，只有变频调速应用最广，可以构成高性能的调速系统，取代直流调速，最有发展前途。目前，变频调速己经成为异步电动机最主要的调速方式，在很多领域都得到了广泛的应用，而且随着一些新的交流电机调速理论(如矢量控制和直接转矩控制)、智能控制理论和现代电力电子技术以及高性能微处理器(如TMS320LF2407A DSP)等相关技术的发展，它将在很长一段时间内主导电气传动领域，并向更高性能、更高容量以及微型化、智能化、网络化方向发展。电气传动的PWM控制技术是调速传动的关键技术之一，是电气传动自动控制领域研究的热点。PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或周期以达到变压的目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。在交流变频传动中，使用较早的控制技术是VVVF控制技术，该控制技术分为两种:1 把VV与VF分开完成，即先把交流电整流为直流的同时进行相控调压，而后逆变为可调频率的交流电，这种前后分开控制的VVVF控制技术称为脉冲幅值调制方式(Pulse Amplitude Modulation)。2 将VV与VF集中于逆变器一起来完成，即前面为不可控整流器，中间直流电压恒定，而后由逆变器既完成变频又完成变压，这种控制技术称为脉冲宽度调制技术(Pulse Width Modulation)。这种控制技术整流器无须控制，简化了电路结构，而且以全波整流代替相控整流，提高了输入端的功率因数，减小了高次谐波对电网的影响。PWM控制技术有许多种，而且在不断发展之中，从控制思想上分，可把它们分为四类:(1)等脉宽PWM法，(2)正弦波PWM法，即SPWM法，(3)电流跟踪型PWM法，(4)磁链追踪型PWM法(SVPWM法，也称电压空间矢量PWM法)。具体实现的技术有:自然采样法，对称规则采样法、特定谐波消去法，梯形调制技术，相位调制技术，面积等效法等10多种调制技术。等脉宽PWM法的每一脉冲的宽度均相等，改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法可以实现电压与频率的协调变化，其缺点是输出电压除基波外，包含较多的谐波分量。SPWM法克服了等脉宽PWM法的缺点，它从电动机供电电源的角度出发，着眼于如何产生一个可调频调压的三相正弦波电源，它是以一个正弦波作为基准波(称为调制波)，用等幅的三角波(称为载波)与基准正弦波相交，由它们的交点确定逆变器的开关模式。电流跟踪型PWM法采用电压源型逆变器，却是控制输出电流的，其基本思想是将电动机定子电流的检测信号与正弦波电流给定信号相比较，如果实际电流大于给定值，则通过逆变器的开关动作使之减小，反之使之增大，这样实际电流波形围绕给定的正弦波做锯齿状变化，而且开关器件的开关频率越高电流波动就越小，使用这种方法，电动机的电压数学模型改成电流模型，可使控制简单，动态响应加快，还可以防止逆变器过电流。传统的正弦脉宽调制(SPWM)技术是从电源的角度出发的，其着眼点是如何生成一个可以调频调压的三相对称正弦波电源。常规SPWM法已被广泛地应用于逆变器中，然而常规SPWM的逆变器最大相电压基波幅值与逆变器直流电压比值为1/2，即逆变器输出相电压峰值最大为0.5 (为逆变器的直流电压)，直流利用率低。并且SPWM逆变器是基于调节脉冲宽度和间隔来实现接近于正弦波的输出电流，这种调节会产生某些高次谐波分量，引起电机发热，转矩脉动过大甚至会造起系统振荡。一些学者在此基础上提出了选择谐波消除法和梯形脉宽调制法(TPWM)，但指定谐波消除法运算量大，且占用相当大的内存，实现起来比较困难;TPWM逆变器输出波形中谐波分量比SPWM逆变器还多，结果并不理想。而且，传统的高频三角波与调制波比较生成PWM波的方式适合模拟电路，不适应于现代化电力电子技术数字化的发展趋势。因此，常规SPWM法不能适应高性能全数字控制的交流伺服驱动系统的发展趋势。80年代中期，德国学者H.W.Van.Der.Broek等在交流电机调速中提出了磁链轨迹控制的思想在此基础上进一步发展产生了电压空间矢量脉宽调制的概念。SVPWM，又称磁链追踪型PWM法，它是从电动机的角度出发，其着眼点是如何使电机获得圆磁场。具体地说，它是以三相对称正弦波电压供电下三相对称电动机定子理想磁链圆为基准，由三相逆变器不同开关模式下所形成的实际磁链矢量来追踪基准磁链圆，在追踪的过程中，逆变器的开关模式作适当的切换，从而形成PWM波。理论分析和实验表明SVPWM调制具有脉动转矩小、噪音低，直流电压利用率高(比普通的SPWM调制约高15%)。本文就采用这种调制方式，对于SVPWM调制尤其要考虑其特殊的时间比较方式，故用专门的硬件支持实现才是最佳方案，在这一方面，德州仪器(TI)公司推出的TMS320LF2407A专门设置了空间矢量状态机这一硬件系统，使得SVPWM的实现变得容易起来。采用电压空间矢量PWM(SVPWM)算法可使逆变器输出线电压幅值最大达到的数值，比常规SPWM法提高了约15.47%。并且，由于SVPWM有多种调制方式，所以SVPWM控制方式可以通过改变其调制方式来减少逆变器功率器件开关次数，从而降低功率器件的开关损耗，提高控制性能。在同样的采样频率下，采用开关损耗模式SVPWM法的逆变器的功率器件开关次数比采用常规SVPWM法逆变器的功率器件开关次数减少了1/3，大大降低了功率器件的开关损耗。SVPWM实质是一种基于空间矢量在三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形SPWM，是具有更低的开关损耗的SPWM改进型方法，是一种优化的PWM方法，能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低电机的脉动转矩，且SVPWM其物理概念清晰，控制算法简单，数字化实现非常方便，故目前有取代传统SPWM法的趋势。而随着智能型高速微控制芯片的发展、指令周期的缩短、计算功能的增强及存储容量的增加，使得数字化PWM有了更广阔的应用前景。因此，近些年来电压矢量脉宽调制技术得到了快速地发展，在电气传动的许多方面得到了广泛的应用。1、SVPWM法最早是被应用于交流变频调速系统中，采用SVPWM模式的交流变频调速系统较之采用常规SPWM模式的交流调速系统，不仅电机转矩脉动减小了，馈电给逆变器的直流电压利用率提高了;同时定子相电流更接近于正弦波，谐波更少，且采用SVPWM模式的交流变频调速系统其动态性能非常优良。2、目前SVPWM法广泛应用在有源滤波器中，它把三相变流器作为一个整体来控制，很好地协调了PWM主电路各相间的相互作用。这种控制策略可有效地跟踪指令电流，抑制了负载谐波，显著减小了电源侧电流的电流总畸变率，是一种有效的电流跟踪控制方案。3、SVPWM法应用于整流控制系统中，系统具有良好的动态性能，易于数字化实现，既能实现高功率因数，又能使能量双向流动。其最突出的优势是直流利用率较之常规的SPWM控制方法提高了约15.47%，而且，不同的调制方法将使开关损耗得到不同程度的减小。正是基于上述优点，空间矢量PWM法越来越广泛地应用于整流控制系统中。本论文的大体框架如下:一主要介绍交流调速的发展前景，变频调速技术的发展，本设计研究的意义。二在异步电动机的模型的基础上，详细分析了异步电机矢量控制原理并介绍电压空间矢量脉宽调制技术。三给出了SVPWM的工作原理和在MATLAB/SIMULINK上的实现仿真。四系统硬件电路的设计五. 软件设计。六为总结部分。1 异步电机的矢量控制策略1.1 矢量控制的基本概念1.1.1 矢量变换控制的基本思想矢量控制也叫磁场定向控制，其基本思想是在普通的三相交流电机上设法模拟直流电机转矩控制的基本规律，在磁场定向坐标上，将电流矢量分解成产生磁通的励磁电流分量和产生转矩的转矩电流分量，并使两分量互相垂直，彼此独立，然后分别进行调节。这样，交流电机的转矩控制,从原理和特性上就与直流电机相似了。矢量控制的目的是为了改善转矩控制性能而最终实现仍然是落实到对定子电流交流量的控制上。由于在定子侧的各物理量电压、电流、电动势、磁动势都是交流量，其空间矢量在空间上以同步转速旋转，调节、控制和计算均不方便。因此，需借助于坐标变换，使各物理量从静止坐标系转换到同步旋转坐标系，站在同步旋转的坐标系上观察，电机上的各空间矢量都变成了静止矢量，在同步旋转坐标系上空间矢量就都变成了直流量，可以根据转矩公式找到转矩和被控矢量的各分量之间的关系，实时地计算出转矩控制所需的被控矢量的各分量值直流给定量。按这些给定量实时控制，就能达到直流电动机的控制性能。由于这些直流给定量在物理上是不存在的、虚构的，因此，还必须再经过坐标的逆变换过程，从旋转坐标系回到静止坐标系，把上述的直流给定量变换成实际的交流给定量在三相定子坐标系上对交流量进行控制，使其实际值等于给定值。1如图1-1，三相电流、由三相静止坐标系变换到两相垂直静止坐标系轴,再由两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系dq轴，并使d轴沿着转子磁链的方向，则异步电动机就变成了由励磁电流分量和转矩电流分量分开控制的直流电动机。按照直流电动机的控制方法,求得控制量后，再经过坐标反变换，就能控制异步电动机，对异步电机的控制转为对转子磁链参照系下的直流电机的控制。图1-1 异步电机坐标变换结构图Figure 1-1 Induction Motor structure coordinate transformation图中，VR-同步旋转变换。因为进行坐标变换的是电流（代表磁动势）的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统。1.1.2 矢量变换规律矢量变换规律是三相交流笼式异步电动机实现矢量变换控制思想的基本方法。矢量变换有三相/两厢变换（3/2）、矢量旋转变换(VR)和直角坐标/极坐标变换(K/P)三种。下面分别叙述其基本规律。1) 三相/两厢变换（3/2）或两相/三相变换（2/3）所谓3/2或2/3变换。就是通过数学上的磁动势坐标变换方法，把三相交流电流与二相交流电流等效变换。图1-2 三相绕组与二相绕组磁动势矢量空间位置Figure 1-2 Two-phase three-phase magnetic momentum vector space location图中表示三相绕组U、V、W和与之等效的二相绕组、各相脉动磁动势矢量的空间位置。为简单起见，令三相的U轴与等效二相绕组的轴重合。图中矢量仅表示空间位置，并不表示其大小。磁动势的大小是随时间变化的。在任何时刻各相磁动势的幅值一般并不相等。假设磁动势波形是正弦分布的，或只计其基波分量。按照合成磁动势相同的变化原则，两套绕组瞬时磁动势在、轴上的投影应该相等，即 （1-1） （1-2）各相磁动势均为有效匝数与其瞬时电流的乘机。设三相系统每相绕组有效匝数为，二相绕组每相有效匝数为，且三相绕组为星形接法，即,则有 （1-3） （1-4）可以证明，为了保持变换前后功率不变，变换后的二相绕组每相有效匝数应为远三相绕组每相有效匝数的倍。于是三相电流变换为二相电流的关系的矩阵形式为 （1-5）将上式逆变可得到二相/三相变换式 （1-6）同理，电压和磁链的变换式均与电流的变换式相同。2) 矢量旋转变换所谓矢量旋转变换就是二相、绕组和直流二相M、T绕组之间电流的变换，是静止直角坐标系于旋转直角坐标系之间的变换，简称VR变换。把两个坐标系画在一起，如下图所示。图1-3 二相静止和旋转坐标系Figure 1-3 Two-phase static and rotating coordinate图中静止坐标系的两相电流和和旋转坐标系的两个直流电流和均一同步转速旋转，产生合成磁动势。由于各相绕组匝数相同，可以消去合成磁动势中的匝数，而直接标上电流。必须注意，在这里，矢量以其分量、和、所表示的实际上式空间磁动势矢量，而不是电流的时间相量。在图1-3中M轴、T轴和适量都以转速旋转，因此和分量的长短不变，相当于M、T绕组的直流磁动势。但轴与轴都是静止的，轴与M轴的夹角随时间而变化，因此在轴与轴上的分量和的长短也随时间变化，相当于、绕组交流磁动势的瞬时值。由图可知、和、之间存在着下列关系 （1-7） （1-8）二相旋转坐标系到二相静止坐标系的矩阵形式为 （1-9）由上式可知二相静止坐标系到二相旋转坐标系的逆变换为 （1-10）同理，电压和磁链的旋转变换也与电流旋转变换相同。3) 直角坐标与极坐标的变换在图1-3中，令矢量和M轴的夹角为，已知、求、，就是直角坐标与极坐标变换，简称K/P表换。直角坐标与极坐标的关系是 （1-11） （1-12）当在至之间取不同值是时，的变化范围在0至，变化幅度太大，很难在实际变换器中实现，因此常改用下列公式表示值 （1-13） （1-14）由以上两式可得 （1-15）1.2 异步电动机的模型1.2.1 异步电动机的动态数学模型前面分析的异步电动机单变量数学模型是在作了很多的假定得到的，根据该模型设计变频调速系统，性能肯定不能令人满意。为进一步提高变频调速系统性能就必须从交流电动机的动态数学模型入手。首先，异步电动机的变频调速需要进行电压（或电流）和频率的协调控制，因而有电压（或电流）和频率两个独立的输入量。其次异步电动机只通过定子供电，而磁通和转速的变化是同时进行的。为了获得良好的动态性能，应对磁通进行控制，使它在动态过程中尽量保持恒定。所以，输出变量除转速外，还应包括磁通。因此异步电动机的数学模型是一个多变量系统。另外，电压（或电流）、频率、磁通、转速之间又是互相影响，所以异步电动机的数学模型是强耦合的多变量系统，主要的耦合是绕组之间的互感联系。另外，在异步电动机中，磁通是与电流的乘积产生转矩，转速与磁通的乘积是旋转感应电动势，由于他们都是同时变化的，在数学模型中就会有两个变量的乘积项。因此，异步电动机的数学模型是非线性的。再有，三相异步电动机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，异步电动机的数学模型必定是一个高阶系统。综上所述，异步电动机的数学模型是一个高阶的、非线性、强耦合的多变量系统。21.2.2 异步电动机在二相旋转坐标上的数学模型矢量控制的基本概念及矢量变换规律表明，三相交流电动机可以等效地变换成类似的直流电动机的模式，这样可以模仿直流电动机去控制交流电动机。3异步电动机定子三相绕组和转子三相绕组经过3/2变换后可以变换成等效的静止坐标系上的二相绕组。等效绕组由于两轴互相垂直，它们之间没有互感的耦合关系。静止坐标系上的二相模型再经过旋转变换后，就变成二相同步旋转坐标系上的模型。如果原来三相坐标变量是正弦函数，则经过3/2及旋转变换后等效的二相变量即为直流量。在此基础上，如果再将二相同步旋转坐标系按转子磁场定向，即采用M、T坐标系转子总磁链矢量的方向为M轴，逆时针旋转与垂直的方向为T轴，则异步电动机数学模型中多变量之间部分得到解耦，此时的电压方程为 （1-16）式中、-分别为定子绕组和转子绕组的电阻；-二相坐标系中同轴等效定子与转子绕组间的互感；-二相坐标系中等效二相定子绕组的自感；-二相坐标系中等效二相转子绕组的自感；-微分算子；-同步角速度；-转差角频率。由于M轴与矢量重合，T轴与矢量垂直，所以，写成电流表达式为 （1-17） （1-18）对于笼型异步电动机，转子短路，则，电压方程可改写为 （1-19） （1-20）而异步电动机在二相同步旋转坐标系上按转子磁场定向时的电磁转矩为 （1-21）式中为电动机的极对数。这个关系式比较简单，且与直流电动机的转矩方程非常相似。在推导异步电机数学模型时作如下假设： (1)电机三相绕组对称。空间互差 120电角度，所产生的磁动势沿气隙四周正弦分布；(2)忽略磁路饱和，绕组的自感和互感是线性的；(3)忽略铁耗的影响。1.3 矢量变换控制方程在矢量控制系统中，被控制的是定子电流，因此必须从数学模型中找到定子电流的两个分量与其物理量的关系。从电流的转矩公式中我们可知 （1-22）式中 为转子时间常数； 为微分算子。上式表明转子磁链仅由产生，而与无关，因此被称为定子电流的励磁分量。的稳态值由决定。再由可以看出当不变，即不变时，如果变化，转矩立即随之成正比的关系，没有滞后。可以认为是定子电流的转矩分量。总之，由M、T坐标按转子磁场定向，在定子电流的两个分量之间实现了解耦，唯一决定了磁链的稳定值，只影响转矩，与直流电动机中的励磁电流和电枢电流相对应，这样就大大简化了多变量强耦合的交流变频调速才系统的控制问题。根据可求得T轴上定子电流和转子电流的动态关系为 （1-23）由笼型异步电动机的电压方程可知 （1-24）即 （1-25）将代入上式并考虑到，则可求得转差和T轴上定子电流的关系为 （1-26）转差频率控制系统可根据此式来实现。1.4 矢量控制方式异步电机矢量控制归根结底是基于磁场定向的方法，因此常用的控制策略也是按照磁场定向方法分类的，主要有以下几种策略:l) 转子磁场定向矢量控制系统转子磁场定向的矢量控制，即将dq坐标系放在同步旋转磁场上，将电机转子磁通作为旋转坐标系的d轴坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉耦合，只需检测定子电流的d轴分量，就可以观测转子磁通幅值。当转子磁通恒定时，电磁转矩与定子电流的q轴分量成正比，通过控制定子电流的q轴分量就可以控制电磁转矩。因此定子电流的d轴分量称为励磁分量，q轴分量为转矩分量，从而实现解耦控制。这种方式，由于转子磁链的位置角是通过检测磁通直接计算的，因此又称为直接转子磁场定向矢量控制。4这种方式，系统可以实现完全的解耦控制，但转子磁通的检测受转子时间常数的影响较大，影响系统性能。2) 转差频率矢量控制应用稳态转差频率，得到转子磁场的位置，即转差频率矢量控制。其主要出发点:异步电机的转矩主要取决于转差频率。因此，此方法主要考虑转子磁通的稳态方程式，从转子磁通直接得到定子电流的d轴分量，通过对定子电流的有效控制，形成了转差矢量控制，不需要计算转子磁链，用转差率和转速相加后积分计算转子磁通相对于定子的位置。这种方法又称为间接磁场定向矢量控制。53) 气隙磁场定向矢量控制这种方法比转子磁通的控制方式复杂，但是利用了气隙磁通易于观测的优点，保持气隙磁通的恒定，从而使转矩与q轴电流成正比。4) 定子磁场定向矢量控制这种方法保持定子磁通的恒定，以定子电压为测量值，容易受电机转速影响。1.5 电压空间矢量的原理电压空间矢量是按照电压所加在绕组的空间位置来定义的。电动机的三相定子绕组可以定义一个三相平面静止坐标系，这是一个特殊的坐标系，A、B、C分别表示在空间静止不动的电机定子三相绕组的轴线，它们在空间互差，三相定子相电压、分别加在三相绕组上，可以定义三个电压空间矢量、，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差。电压空间矢量图如下： ACBO图1-4 电压空间矢量Figure 1-4 Voltage Space Vector假设为相电压有效值，f为电源频率，则有 （1-27） （1-28） （1-29）假设单位方向矢量，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量就可以表示为： （1-30）从上式可见是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，为相电压峰值；当频率不变时，以电源角频率为电气角速度做恒速同步旋转，哪一相电压为最大值时，合成电压矢量就落在该相的轴线上。由定子电压方程知： （1-31）当转速不是很低时，定子电阻R的压降相对很小，上式可以简化为 （1-32）这表明电压空间矢量的方向与磁链的运动方向一致。在变频调速系统中，逆变器为电动机提供的是经过调制的PWM电压。下图是三相电压源型逆变器示意图，由六个功率开关器件组成。图1-5 三相PWM逆变器异步电动机原理图Figure 1-5 Three-phase PWM inverter induction motor schematic因为逆变器的上桥臂和下桥臂的开关状态互补，所以只用上桥臂的三个功率开关器件来描述逆变器的工作状态就足够了。图中设置直流侧中点作为参考点，则上管导通时输出电压为，下管导通时输出电压为。如果把上桥臂的功率开关器件的导通状态用“l”表示，关断状态用，0，表示，那么按照式（1-32）求得式子来定义的电压空间矢量，逆变器两桥臂的三个功率开关器件的开关状态共有八种组合，分别对应逆变器的八个开关模式。6图1-6 电压空间矢量分布图Figure 1-6 Distribution of voltage space vector按上图所示的电压空间矢量定义可知，空间八个基本电压矢量U组成一个六边形，分六个扇区，其中有两个位于原点的零矢量，即U0(000)、U7(111)。而其它的六个矢量称为基本矢量，即U1（001）,U2（010），U3（011）,U4（100）,U5（101）,U6（110），且有效矢量长度均为2Ud/3。零矢量位于原点，相邻非零矢量的夹角为60度。从一个电压空间矢量旋转到另一个矢量的过程中，应当遵循功率器件的开关状态变化最小的原则，即应当只有一个功率器件的开关状态发生变化。利用这8种电压矢量的线性组合，就可以获得更多的与基本空间矢量相位不同的电压空间矢量，最终构成一组等幅不同相的电压空间矢量，叠加形成尽可能逼近圆形旋转磁场的磁链圆。7SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。相邻两非零矢量和零矢量在时间上的不同组合，可以得到该扇区内的一组等幅不同相的空间电压矢量。三个矢量的作用时间可以一次施加，也可以在一个采样周期内分多次施加，这样更有利于消除电机转矩脉动。通过控制各个电压矢量的作用时间，使空间压矢量接近圆轨迹旋转，就可以使电机磁通也逼近圆轨迹。1.5.1 电压空间矢量合成由于变换器实际所能产生的矢量(基本矢量和零矢量)有限，不可能输出角度连续变化的空间矢量。为获得旋转的电压空间矢量，只有利用各矢量的作用时间的不同来等效合成所需要的矢量。在一个正弦周期内所产生的合成矢量越多，意味着开关频率越高。按照平行四边形法则，利用这8个空间矢量可以合成任意的电压矢量，由图1-6，以第一扇区为例，根据平均值等效原理可得 （1-33）由上式和三角形的正弦定理可得 （1-34） （1-35） （1-36）为参考矢量与该扇区第一矢量的夹角，0;为开关周期;m是调制系数;为开关矢量的作用时间: 为开关矢量的作用时间; 为零矢量的作用时间。为了保证平均值等效原理的有效性，应该满足;该条件保证了输出波形无畸变，也决定了SVPWM的最大输出限定。其中 （1-37）则可得到 （1-38）对应虚部和实部相等可得到 （1-39） （1-40） （1-41）式中虽然用两个矢量、，以图1-6所示可以合成，但是不一定会和相等，若不相等，则磁链追踪的速度，也就是PWM波的基波频率也就不等于所要求的频率f。由于零矢量的作用不会改变磁链圆形轨迹的形状，只是使磁链停止不前，改变的是磁链的变化速度。因此可以用零矢量来调节作用时间，以使、矢量作用产生的磁链的角速度正好等于。中，当，不足时，插入零矢量补足，一般地，有: （1-42） （1-43）其中式中、分别代表矢量、的作用时间。其它扇区的调制算法完全相同。定义幅度调制比m为： （1-44）电压空间矢量调制的线性调制约束条件： （1-45）综合上面的分析可以得到 （1-46） （1-47）以上三式对于任何都应成立。而 （1-48）因而幅度调制比m的最大值为1，也就是说逆变器输出相电压的极限峰值是。反应在矢量图上，最大电压空间矢量的轨迹就是图1-6所示的正六边形的内切圆。传统的SPWM最大相电压峰值是Ud/2，因而SVPWM的直流电压利用率比SPWM提高了约15.47%。以上推导过程与矢量发送顺序和k值无关，因此直流电压利用率高是SVPWM的本身特性。无论以何种方式产生SVPWM满足式以上公式，它们的电压利用率都是一样的。进一步计算可知，m取1，也就是SVPWM输出最大时，线电压峰值等于，已经达到直流母线电压;再增加就不是线性调制了，所以SVPWM的直流电压利用率是最高的。1.5.2 电压空间矢量在扇区的判断本文SVPWM的调制，是将电机两维静止坐标、坐标系上的两个正交电压向量和作为空间矢量信号实时调制的给定。由空间电压矢量SVPWM的原理知道，算法的关键是判断扇区和电压矢量作用时间，本论文给出了在、坐标系下的计算方法。8通过分析和的关系来判断参考电压矢量所处的扇区的。参考图1-6可以看出:若和都大于0，且有 （1-49） （1-50）其中，,则处于扇区中。实际上，若进一步结合矢量图几何关系分析，以上的条件可以简化为：且 （1-51）用上式判断扇区与刚才的条件等效，且与无关，完全避免了计算非线性函数，实现起来就容易多了。其它扇区的判断可按同样的方法依次类推，得到：当且时，则位于扇区；当且时，则位于扇区；当且时，则位于扇区；当且时，则位于扇区；当且时，则位于扇区；采用上述条件，只需经过简单的加减即逻辑运算即可确定所在的区域，避免计算复杂的非线性函数，对应简化运算和提高系统的响应速度很实现意义的。但这还不是最简单的表述，若对以上条件做进一步分析，判断方法可进一步简化，由所推导的条件可以看出， 所在的扇区完全可由，与0的关系决定，由此可以定义以下变量； （1-52） （1-53） （1-54）再定义;若，则A=1，否则A=0若，则B=1，否则B=0若，则C=1，否则C=0A，B，C之间共有八种组合，但由判断扇区的公式可知A，B，C不会同时为1或同时为0，所以实际的组合是六种，A，B，C组合取不同的值对应着不同的扇区，并且是一一对应的，因此完全可以由A，B，C的组合判断所在的扇区。为区别六种状态，令：S=A+2B+4C （1-55）则S可为1至6六个整数值，正好与六个扇区一一对应，只是在具体数值顺序上与扇区实际顺序有所差别，用上式判断出的数值与实际扇区N的对应关系如下图所示，图中棱形区域外的1至6六个数值为上式计算出的数值，棱形区域内的I至VI六个数为实际扇区号。用上述方法判断参考电压量所在的扇区比较简单，只要在具体分配作用矢量是注意将计算出的S值与实际扇区号N对应即可。1.5.3 开关限量作用时间的计算分析扇区矢量关系，如图3-4所示，假设逆变器主电路的直流母线电压为，采用周期为,矢量、和零矢量的作用时间、可通过下式计算： （1-56） （1-57）用和坐标系描述，则有： （1-58）且： （1-59）由以上两式可得： （1-60） （1-61） （1-62）当位于其它扇区中时，同理可求得各矢量作用时间，解各方程后结果如表3-1所示。通过分析这些结果可将进一步简化计算结果；定义： （1-63） （1-64） （1-65）表1-1 各扇区空间电压矢量作用时间Table 1-1 The sector of space voltage vector time扇区 作用时间扇区 扇区 扇区 扇区 扇区 扇区 对于不同扇区、可按下表取值表1-2 和赋值表Table 1-2 and table 、赋值后，还要对其线性区调制进行判断，接着判断是否成立，如不成立，则、保持不变；如成立，则设将电压矢量端点轨迹端点拉回至正六边形内切圆是两非零矢量作用时间分别为、，则有比例关系： （1-66）因此可以用下式求得、： （1-67） （1-68） （1-69）然后可由次作为相邻两个电压空间矢量和零矢量的持续时间。定义： （1-70） （1-71） （1-72）则在不同的扇区内A、B、C三相对应的关系时间、，根据表1-3进行赋值。表1-3 切点、的赋值表Table 1-3 Cut-off point 、 table 2 系统硬件电路的设计2.1 系统总体结构框图本系统采用交直交电压型电路，主电路由整流电路、滤波电路和智能功率模块IPM逆变电路组成。控制部分主要以TMS320F2407A DSP控制芯片为核心，用它来完成矢量控制系统的速度控制、电流控制器算法的实现、空间矢量PWM波（SVPWM）的产生、A/D转换以及坐标变换等。辅助电路有速度检测电路、电流检测电路、电压检测电路以及故障检测电路等组成。实现异步电动机的控制。本系统是一个有转速反馈的闭环系统。DSP控制器负责转换A/D转换、计算机的转速和位置，最后运用矢量控制算法，得到电压空间矢量PWM的控制信号，再经过光耦隔离电路后，驱动IPM功率开关器件。DSP控制器负责整个系统的保护和监控，一旦系统出现过压、过电流、欠电压等故障，DSP将封锁SVPWM输出信号，以保护IPM模块。 图2-1 矢量控制系统硬件结构框图Figure 2-1 Vector control system hardware block diagram2.2 TMS320LF2407A芯片概述在诸多的DSP生产商中，最成功的为TI公司。如今TI公司的一系列DSP产品己经成为当今世界上最有影响的DSP芯片，其市场份额占全世界DSP份额的50%。其中TMS320DSP是它的代表系列。它分为定点和浮点两大类。与逆变器直接相关的是TMS320LFZXXX系列芯片。它是TI公司专门针对电机、逆变器、机器人、数控机床等控制而设计的，在TMS32O系列 DSP的基础上，TMS320LF2407A DSP有以下一些特点:l) 采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3v，减小了控制器的功耗 ;4OMPS(CPU工作频率为40MHz时)的指令执行速度使得指令周期缩短到25ns，从而提高了控制器的实时控制能力，片内Flash可加密，保护片内程序不被盗版;基于TMS320CZxxDSP的CPU核，保证了TMS320LF2407A的代码和TMS320系列DSP代码兼容。2) 片内有高达32K字*16位的Flash程序存储器;高达25K字*16位的数据/程序队M，包括:544字双端口以M(DARAM);ZK字的单口 RAM(SARA);1.SK字的数据/程序RAM。3) 10位ADC转换器，其特性为:最小转换时间为500us，8个或16个多路复用的模拟输入通道、可选择由两个事件管理器来触发的两个8通道模拟输入刀D转换器或一个16通道输入的刀D转换器。4) 两个事件管理器模块EVA和EVB，每个包括:两个16位通道定时器;8个16位通道脉宽调制 (PWM)通道。它们能够实现:三相反相控制器;PWM的对称和非对称波形;当外部故障引脚出现低电平时快速关闭PWM通道;可编程的PWM死区控制以防止上下桥臂同时输出触发脉冲;时间管理器模块适用于控制交流感应电机、步进电机、无刷直流电机和逆变器。5) 可扩展的外部存储器总共192K字空间;64K字程序存储器空间;64K字数据存储器空间;64K字1/0寻址空间。6) 丰富的片内集成外设:SCI模块、SPI模块、CAN2.OB模块、看门狗定时器模块及高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出(GPIO)引脚。由于TMS320LF2407A具有这些先进特性，本文选定它作为对异步电机进行变频调速处理的核心处理器。以下将TMs320LF2407A简称为LF2407A。9TMS320LF24O7ADSP的内部功能模块及其功能介绍如下:l) 输入定标移位器。LF2407ADSP提供了一个输入定标移位器，该移位器将来自程序存储器或数字存储器的16位数据调整为犯位数据送到中央算术逻辑单元(CALU)，因此其16位输入与数据总线相连，32位输出与CALU单元相连。输入定标移位器作为从程序/数据存储空间到CALU数据传输路径一部分，因此不会占用时钟开销。该移位器在算术定标及逻辑操作设置非常有用。输入定标移位器对输入数据进行0.15位左移。左移时，输出的最低有效位 (LSBS)为0，最高有效位(MSBS)，根据状态寄存器STI的SXM(符号扩展方式)位的来决定是否需要进行符号扩展。移位量由包含在指令中的常量或由临时寄存器 (TREG)指定，由指令指定的移位量允许用户用特定的数据定标或调整运算来得到特定的代码。基于临时寄存器的(TREG)的移位允许动态调整数据定标因子，从而可以适应不同的系统要求。2) 乘法器。LF2407ADSP采用一个16*16位的硬件乘法器，可以在单个周期内产生一个32位的有符号或无符号乘积结果。除了MPYU指令(无符号乘法指令)所有的乘法指令均执行有符号的乘法操作。乘法器接收的两个乘数，一个来自16位的临时寄存器 (TREG)，另一个通过数据读总线(DRDB)取自数据存储器，或通过程序读总线(P劝B)取自程序存储器。两个输入值相乘后，32位的乘积结果保存在犯的乘积寄存器 (PREG)中。PREG的输出连接到乘积定标移位器，通过乘积定标移位器(PSCALE)，乘积结果可以从PREG传到CALU或数据存储器。乘积定标移位器 (PSCALE)对乘积结果采用4种乘积移位方式，移位方式由状态寄存器STI的乘积移位方式位(PM)指定。这些移位方式对于执行乘法/累加操作、进行小数运算或者进行小数乘积的调整都很有用。不管把PREG寄存器中的乘积传输至CALU还是数据总线，都要通过乘积定标移位器 (PSCALE)。由于在数据传输过程中PSCALE的值受PM位所规定的乘积移位方式的影响，在执行中断服务程序前，必须对PREG的值进行保存，可通过执行MPY#时旨令将PREG寄存器清0。当把被保存的低16位字传送TREG寄存器并执行一条MPY#1指令后，乘积寄存器中的值可恢复。再通过LPH指令，高16位字也可传送TRGE寄存器。 3) 中央算术逻辑单元。中央算术逻辑单元 (CALU)实现大部分算术和逻辑运算功能，而且大多数的功能都只需一个时钟周期。这些运算功能包括:16位加、16位减、布尔运算、位测试以及移位和循环功能。CALU的位移和循环在累加器中完成。CALU之所以被称为中央算术逻辑单元，在于它是一个独立的算术单元，它和后面要介绍的辅助寄存器算术单元(ARAU)在程序执行时是完全不相关的两个模块。一旦操作在CALU中被执行，运算结果会被传送到累加器中，在累计器中再实现附加操作，如移位等操作。当来自数据总线(DRDB或PRDB)之一，或者来自乘法器的数据被PASCLE定标，则输入到CALU的数据可以由工SCALE(输入数据定标移位器)实现定标。CALU是一个通用目标算术逻辑单元，它可以操作来自数据存储器或者来自立即操作指令的16位数。除了一般的算术指令，CALU可以执行布尔运算操作，使得高速控制器所要求的位操作很容易。CALU有两个输入，一个由累加器提供，另一个由乘积寄存器 (PREG)或数据定标移位器的输出提供。当CALU执行完一次操作后将结果送至32位累加器，由累加器对其结果执行移位操作。累加器的输出送到32位输出数据定标移位器，经过输出数据定标移位器，累加器的高、低16位字可分别被移位或存入数据寄存器。对于一个要求大动态范围的应用， LF2407ADSP可以支持浮点操作。N0RM(归一化)指令可以通过数据左移，用于对包含在累加器中的浮点数据定标。TREG的4位通过定标移位器位LACT/ADDT/SUBT指令定义一个变量。这些指令对浮点运算是有用的，因为计算时浮点数据需要向定点数据转换。基于包含在TREG的低有效位(LSBS)的4位，BITT(位测试)指令对数据存储器中的一个字进行位测试操作。4) 累加器 (ACC)。当CALU中的运算完成后，其结果就被送至累加器，并在累加器中执行单一的移位或循环操作。累加器的高位和低位字中的任意一个可以被送至输出数据定标移位器，在此定标移位后，再保存于数据存储器。5) 输出数据定标移位器。输出数据定标移位器存储指令中指定的位数，将累加器输出的内容左移0.7位，然后用SACH或SACL指令将移位器的高位字或低位字存到数据存储器中。在此过程中，累加器的内容保持不变。6) 辅助