基于空间矢量控制的pwm整理器的建模与仿真-毕业设计.doc

摘 要在现代工业中，很多场合需要进行电能变换，例如把交流电能变为直流电能、直流电能变为交流电能。交流电能变为直流电能由整流器实现，直流电能变为交流电能由逆变器实现。随着整流器的广泛应用，关于传统整流器的一些问题也日益突出：输入功率因数较低，输入电流含有大量谐波。近年来三相PWM整流器迅速成为了研究热点，因为它不仅获得了可控的AC/DC变换性能，而且具有输入单位功率因数和低谐波电流，能量双向传输等优点。本文详细分析了三相电压型PWM整流器的原理、拓扑结构以及在、和坐标系下的数学模型。在此基础上重点阐述了PWM整流器在同步旋转坐标系下基于电压定向的空间矢量控制策略。最后运用Matlab/Simulink构建了三相VSR的仿真平台，并对PWM整流器控制策略进行了仿真。仿真结果证明了控制策略的正确性。关键词：电压型PWM整流器；空间矢量；Matlab/Simulink仿真ABSTACTIn modern industry, we need for power conversion on many occasions ,for example, the exchange of AC power into DC power and DC power into AC power. AC power can be transferred into DC power by using the rectifier and DC power can be tansferred into AC power by using the inverter.Since the rectifiers are extensively used, several problems with regard to traditional rectifiers have arisen in recent years, such as a low input power factor, and the harmonics in the input currents. Therefore, three-phase pulse-width modulated rectifiers have rapidly attracted the research interest over the past few years due to some of their significant advantages, such as controllable of ac-dc voltage, unity power factor , low harmonic distortion of input currents,power regeneration capability, etc. In this paper, a detail analysis of the three-phase Voltage Source PWM rectifier principle, as well as the topology and the mathematical models under the 、and frame reference are introduced. The voltage oriented space vector control strategies and the virtual flux oriented space vector control strategies under the rotational frame reference are expounded in this paper. A three-phase VSR simulation platform is built with Simulink software, and the two types of PWM rectifier control strategies are simulated and so the relevant comparison. The simulation results prove the correctness of the control strategy. Key words: VSR; space vector; Matlab/Simulink simulation目 录摘要Abstact1绪论11.1 课题研究的背景与意义11.2 PWM整流器的研究现状与趋势21.3 本文研究的主要内容52电压型PWM整流器72.1 PWM整流器的原理72.2 三相PWM整流器的拓扑结构122.3 三相PWM整流器的数学模型133 三相VSR的控制策略研究183.1 空间矢量控制方式(SVPWM)183.2 基于电压定向的空间矢量控制234 系统的仿真274.1 仿真平台的建立274.2 参数设置及仿真结果32总 结36参考文献37附 录39致 谢401 绪论1.1 课题研究的背景与意义随着工业技术的飞速发展，人们对所使用的电能的质量要求越来越高；在能源日益危机的今天，以高效节能、优质合理使用电能为特点的电力电子装置得到了前所未有的发展。现在经过变换处理后在供用户使用的电能占全国总发电量的百分比值的高低，已成为衡量一个国家技术进步的主要标志之一。据有关资料所述，1995年发达国家中有75%左右的电能是经过电力电子技术变换或控制后在使用。进入21世纪后，将有95%电能须经过变换处理后再使用。而美国预计到21世纪二、三十年代，美国发电站生产的全部电能都将经过变换和处理后再供负载使用。电力电子技术在给人们的生活带来方便的同时，也引发了新问题，即对电网的污染问题。传统的整流电路一般采用不控整流，输出并联大电容滤波。这种电路的优点是具有很高的可靠性，简单易用，不需要控制电路，因此上个世纪它的应用十分广泛。但是这种整流器的广泛使用也带来了以下几个方面的问题15： （1）二极管整流会使网侧电流波形严重畸变，造成功率因数较低。大量无功功率的消耗会给电网带来额外的负担，不仅增加了输电线路的损耗，而且严重地影响了供电质量。（2）对二极管整流器输入电流的频谱进行分析，发现输入电流中含有丰富的低次谐波电流。（3）对于交流变频调速系统，由于二极管的单向导电性能，电机制动的再生能量无法回馈给电网，限制了系统的效率及性能的提高。（4）深控时网侧功率因数降低。（5）闭环控制时动态响应相对较慢。不控或相控整流电路的谐波污染和功率因数低下形成了人们常说的电力公害,其中尤以谐波污染为甚。理想的功用电网所提供的电压应该是单一而固定的频率以及规定的电压幅值。谐波电流和谐波电压的出现，对公用电网是一种污染，它使用电设备所处的环境恶化，也对周围的通信系统和公用电网意外的设备带来危害。谐波对公用电网和系统的危害大致有以下几个方面:（1）谐波是公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的三次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。（2）谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电动机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波是电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以至损坏。（3）谐波会引起公用电网中产生局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，这就使上述（1）和（2）的危害大大增加，甚至引起严重事故。（4）谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表计量不准确。（5）谐波会对临近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。随着电力电子技术的迅猛发展，各种电力电子设备在电力系统、工业部门、家庭和民用事业部门得到了日益广泛的应用，其产生的谐波以及造成的危害日益严重，世界各国对谐波问题都给予了高度重视。目前解决电网污染的途径主要有两条：（1）在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波和无功功率，如有源滤波(APF：Active Power Filter)，静止无功补偿(SVC：Static Var Compensatory)等；（2）设计输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。前者是产生谐波后进行补偿，而后者是消除了谐波源，是解决谐波问题的根本措施。把逆变电路中的PWM技术应用于由IGBT等全控器件组成的整流电路，工作时可以使网侧电流正弦化，运行于单位功率因数，同时能量可以双向流动，真正实现绿色电能转换，因而备受关注。这种整流器称为PWM整流器，又称为单位功率因数变流器1。PWM整流器可以取得以下优良性能： （1）网侧电流为正弦波。 （2）网的功率因数控制（如单位功率因数控制）。 （3）电能双向传输。 （4）较快的动态控制响应。由于PWM网侧功率因数可控，所以本课题的研究在电力系统有源滤波、无功补偿、超导储能、太阳能发电以及潮流控制等领域也有十分广阔的应用前景，对电能的合理应用具有广泛意义和潜在的经济与社会效益12。1.2 PWM整流器的研究现状与趋势1.2.1 研究现状PWM整流器及其控制技术以其广泛而重要的应用前景，近年来备受学术界的关注，已有大量的研究报告陆续发表。这些研究报告从各个方面对PWM整流技术展开研究，从而有力的推动了PWM整流器应用技术的发展。PWM整流对电网不产生谐波污染，因而是一种真正意义上的绿色环保电力电子装置。经过几十年的研究和发展，PWM整流器技术己日趋成熟。PWM整流器主电路己从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构己从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级1。在中大功率场合特别是需要能量双向传递的场合中，PWM整流电路具有非常广泛的应用前景。而随着IGBT等新型电力半导体开关器件的出现和PWM调制技术的发展，极大地促进了PWM整流电路的发展，并使之进入了实用化阶段。目前已经应用于有源滤波器、超导储能、交流传动、高压直流输电以及统一潮流控制等方面1。在我国，PWM整流电路的研究仍处于起步阶段，有关PWM整流电路的研究主要以理论和实验研究为主，虽然取得了一定进展，但是还不够完善3。PWM整流器的拓扑结构在近几年内没有重大突破，仍然保持传统全控型器件构成的整流桥模式。目前研究和使用最为广泛的是三线六开关主电路拓扑结构。这种电路由一个三相全控桥、交流侧的三个电感、直流侧一个大的直流稳压电容构成。它能够通过坐标变换的方法，直接将三相交流系统变换成两相直流系统从而对有功和无功功率进行控制。系统电压外环和电流内环分别控制交流侧电流及直流侧电压，使系统以单位功率因数运行。因此现在对控制技术的研究与发展是决定PWM整流器发展的关键因素，为了使网侧电流波形能够很好地跟踪电压波形，网侧电流的控制显得十分重要。电压型PWM整流器网侧电流控制策略分为两类：一类是间接电流控制策略；另一类是目前占主要地位的直接电流控制策略。间接电流控制实际上就是所谓的幅相电流控制。这种控制方案稳定性不好，电流动态响应慢，对系统参数变化敏感，因此它已逐步被直接电流控制策略所代替。直接电流控制相对于间接电流控制有着快速电流响应和好的鲁棒性。具体包括：基于静止坐标的PI调节，基于同步旋转坐标的PI调节以及直接功率控制方式。在此基础上近些年还新提出了包括无电网电压传感器、基于虚拟磁链定向以及结合这两种方法的控制方式。1.2.2 电压型PWM整流器控制的研究趋势由于电压型PWM整流器属于非线性混合控制系统，基于小信号模型用线性控制方法进行研究已不适应。对此，为了提高整流器的性能，应用非线性控制理论或新的控制方式研究电压型PWM整流器控制系统，成为国内外学者研究的新热点4。（1）功率控制功率控制策略估算的瞬时功率值不仅有基波分量，还有谐波分量，提高了总功率因数和效率。系统没有电流环和复杂的算法，有功和无功功率得到了精确控制，其误差由功率滞环比较器的滞宽决定；根据开关表中选取所需要的开关信号，系统具有结构简单、响应快的特点。由于功率滞环比较器不能够完全跟踪按时间变化的信号，对此需要采用高的开关频率（如80Hz），而且频率不稳定，给滤波器的设计带来困难。（2）反馈线性化控制反馈线性化控制策略需要用同步两相同步旋转dq坐标系中的数学模型。状态反馈线性化控制策略虽可使非线性系统变为线性系统，用线性系统的设计方法进行系统设计，可加速系统的响应。存在的问题在于解耦矩阵、反馈控制规律复杂，有时存在奇异性，导致运算复杂，需要高速数字信号处理器DSP。（3）基于Lyapunov稳定理论的控制基于Lyapunov稳定理论的控制策略可保证系统在大范围内干扰的情况下稳定，问题在于必须设置一个合适的Lyapunov函数。尽管采用反映系统储能的量来构成能量函数，但Lyapunov能量函数向系统期望点收敛速度不可控，导致动态性能不理想。(4) 基于无源控制理论的控制无源控制的本质是能量控制，即按系统的控制要求确定系统的能量分布，以获得最佳的控制效果。基于电压型PWM整流器的EL、PCHD模型，根据系统控制要求，通过选择合适的存储函数，采用合适的阻尼注入方法，可设计出高性能无源控制器。由于EL、PCHD模型中有反对称矩阵，简化了无源控规律，增强了系统控制的实时性。(5) 基于自抗扰技术的控制利用自抗扰技术设计的整流器控制器，实现实际工程中存在着各种扰动（如参数扰动、电源扰动等）的观测和补偿，提高了整流器的性能。这种技术的优点是：安排过度过程解决了“快速性和超调性之间的矛盾”，不用反馈也能实现“无静差”避免了积分反馈的副作用，统一处理了确定系统和不确定系统的控制问题。 ADRC的不足是在被控对象阶数较低（如小于3）时，根据对象模型的变化范围适当地选取观测器中的非线性函数及相应的参数，会取得较好的控制效果，但当对象的模型阶数大于3时，要得到一组满意的非线性函数及相应的参数并非易事，同时计算量大，导致控制周期变长，实时性差。(6) 基于反步法的控制反步设计法的基本思想是将复杂的非线性系统分解成不超过系统相对阶数的子系统，然后为每个子系统设计部分Lyapunov函数和中间虚拟控制量，以至“后退”到整个系统，将它们集成起来完成整个控制器的设计。反步设计法适用于状态线性化或具有严格参数反馈的不确定非线性系统，可用符号代数软件较为方便的实现。反步设计法的缺点是不能对电气参数进行补偿，且计算量大，限制了实现值。上述介绍的非线性控制理论在电压型PWM整流器中的应用，不同程度的改进了整流器的性能；基于无源控制理论的控制策略可使整流器的控制器结构简单，通过合适的能量成形和阻尼注入，可获得好的动态和静态性能，具有其他控制策略不可比拟的优点。虽然反馈线性化控制策略控制律比较复杂，但它的直流电压跟踪负载变化快，可减少直流电容量；对于解耦矩阵的奇异点问题，实际工程中可通过给导致奇异点的量预置数予以解决；因此，随着高速数字信号处理器的出现，反馈线性化控制策略也是有发展前途的。上述两种控制策略都是基于精确地数学模型和参数值，为增加系统的抗扰性和鲁棒性，应将自抗扰技术与无源控制、反馈线性化控制策略结合，研究出更优秀的控制策略。1.3 本文研究的主要内容本文对三相PWM整流器的系统建模、控制策略以及控制算法做了理论分析和仿真工作，具体研究内容如下5：（1）根据三相PWM整流器主电路结构分别推导了在三相静止坐标系、两相静止坐标系以及两相同步旋转坐标系下的数学模型。（2）根据两相同步旋转坐标系下各电流分量的物理含义，给出了控制无功电流，以实现单位功率因数调节的控制方法。详细分析了基于电网电压定向和基于虚拟电网磁链定向无电压传感器的空间矢量控制方法.（3）给出了IGBT的选型方法，网侧电感的系统设计方法，同时根据系统的跟随性和抗扰性进行分析，设计了直流侧的电容。运用MATLAB/Simulink构建了三相PWM整流器的仿真平台。仿真结果验证了本文采用的矢量控制系统的可行性。2电压型PWM整流器2.1 PWM整流器的原理2.1.1 PWM整流器原理概述由以上的讨论可知，PWM整流器以不是一般传统意义上的AC/DC变换器。由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器想电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所为单位功率因数是指：当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相（正阻特性）；当PWM整流器运行于与有源逆变状态时，器网侧电压、电流反相（负阻特性）。进一步研究表明，由于PWM整流器器网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波器及无功补偿等非整流器应用场合6。综上可见，PWM整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的原理。图2.1为PWM整流器模型电路，可以看出：PWM整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势以及网侧电感等；直流回路包括负载电阻及负载电动势等；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。图2.1 PWM整流器模型电路当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得： （2.1）式中、是模型电路交流侧电压、电流；、是模型电路直流侧电压、电流。由上式不难理解：通过对模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如图2.2所示。为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2.2分析：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量即可实现PWM整流器的四象限运行。若假设不变，因此 =也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量端点运动轨迹构成了一个以为半径的圆。当电压矢量端点位于圆轨迹A点时，电流矢量比电动势矢量滞后，此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如图2.2(a)所示。图2.2 PWM整流器交流侧稳态矢量关系 当电压矢量端点运动至圆轨迹B点时，电流矢量与电动势矢量平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如图2.2(b)所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹C点时，电流矢量比电动势矢量超前，此时PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如图2.2(c)所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量与电动势矢量平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如图2.2(d)所示。以上，A、 B、C、D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下：（1）电压矢量端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制；而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。（2）当电压矢量端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。（3）当电压矢量端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。（4）当电压矢量端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。显然，要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。一方面，可以通过控制PWM整流器交流侧电压，间接控制网侧电流；另一方面，可以通过网侧电流的闭环控制直接控制PWM整流器的网侧电流。2.1.2 单相PWM整流器的工作原理在上一节可知，要实现对PWM整流器的控制，就是控制网侧电流。而要控制网侧电流达到我们要求的峰值和相位，必须通过这些参考值计算交流侧电压基波矢量，利用PWM调制实现交流侧电压的输出。而我们知道要做到这样必须要使输出电压高于交流侧的输入电压，这样才能实现控制。否则，三相PWM整流器桥路中反并联续流二极管在无功率开关管导通状态下即被正向导通，这样就无法进行电压调制，也就无法进行电流跟踪，因此PWM整流器的工作原理都是在这个基础上进行分析的。也就是分析PWM整流器的Boost特性，它的原理与Boost变换器（DC/DC）的原理大致相同。本篇文章讨论的是三相电压型PWM整流器，因此分析也就基于它的结构进行。为分析简便，我们从单相PWM整流器的分析入手3。图2.3为单相电压型PWM整流器结构，其中L为输入电感，起到传递能量、抑制高次谐波和平衡交流侧电压和电网电压的作用；R为线路等效电阻，通常情况下较小，可以忽略不计；为滤波电容，为高次谐波电流提供低阻抗通路，减少直流电压纹波。图中同时把开关器件（IGBT）视为理想开关元件（1，2，3，4），它的通断用开关逻辑函数来描述。不考虑器件换相所需的时间，定义开关函数为：图2.3 单相PWM整流器的主电路结构由于上、下桥臂不能出现直通现象，即和、和不能够同时导通和关断，驱动信号应该互补。此时，取值有0、和三种电平，有效开关状态组合为22 = 4种，对应开关逻辑分别为00、10、01、11，则整流器交流侧电压为： （2.2）当单相PWM整流器开始工作时，由于反并联续流二极管的作用，此时相当于一个单相二极管不控整流器，其整流电压平均值为，为输入电压的有效值。忽略回路的线路等效电阻，单相PWM整流桥在不同开关逻辑状态下的运行情况如下：（1）当= 00或11时，即下桥臂开关或上桥臂开关全部导通，其等效电路如图2.4 (a)。此时= 0，负载消耗的能量由电容C提供，直流电压通过负载形成回路释放能量，电压下降。另一方面，电源两端直接加在电感L上，当 0时，即处于正半周，电流上升，T2和D1导通或者T3和D4导通，只要T2、T3中的一个导通即可；当 0时，即处于负半周，电感中电流下降，T1和D2导通或者T4和D3导通，只要T1、T4中的一个导通即可，这两种状态使电感储存能量，并满足关系式（2.3） （2.3）（2）当= 10时，其等效电路如图2.4 (b)。此时，电源功率以及储存在电感中的能量逐渐流向负载和电容上，电流下降，通过D1和D4形成回路。一方面给电容充电，使得直流电压上升；另一方面给负载提供电流，并满足关系式（2.4）。 （2.4）（3）当= 01时，其等效电路如图2.4 (c)。此时，电流上升，0且0,则A=1，否则A=0；如果V20，则B=1，否则B=0；如果V30，则C=1，否则C=0，则空间矢量所在扇区为N=4*C+2*B+A。 （2）开关管开通时间的计算首先说明每一个扇区中关于，的选择，按照切换时开关管只变化一个桥臂的原则。例如：在第一区间，时刻是“000”，时刻是“100”，在向变化时，只有桥臂发生变化，时刻是“110”，到也只有b桥臂变化，因而第一区间开关管的变化顺序是：。同时还规定不论在哪个区间都由开始，所以只能选择其中只有一个“1”的电压矢量，是其中有两个“1”的电压矢量。下面来讨论作用时间的问题。由图3.1可知， （3.5） （3.6）式中是参考矢量的幅值，是与轴的夹角，。当电压矢量对应的开关管导通时，由图3.1有： （3.7）由式（3.6）式（3.8）可得： （3.8） 同理当在其它区间时，可计算T1和T2。 （3.9）其中k1，26，同时为“100”、“010”、“001”时，；而当为“110”、“011”、“101”时，。 （3.10）令，表3.2中可看出如果再令，。通过对扇区的选择，那么相邻矢量的作用时间可在，中选择。表3.2 各扇区中开关管导通的时间扇区T1T2T0-+-+-+-表3.3 T1,T2赋值表扇区号123456T1ZY-Z-XX-YT2Y-XXZ-Y-Z上述的计算方法没有考虑和之和大于的情况，即过饱和的情况，所以在具体设计时就需要对和进行归一化处理：， （3.11）（3）空间矢量比较器切换点时间的计算以第扇区为例，围成第扇区相邻两个向量分别为，这里采用零矢量对称的插入法，则三相桥臂导通情况可用图3-2表示。开关管的导通顺序为000100110111110100000。其它扇区的开关状态顺序见表3.3。从图3.2中还可以看出由到的切换时间为，到的切换时间为，到的切换时间为。其余扇区的切换时刻列表见表3.4。在实现时可以根据基本电压矢量之间的切换时刻来确定不同基本电压矢量的作用时间，从而可以得所需要的电压矢量的调制。 图 3.2 在扇区内双边SVPWM开关信号表3.3 在六个扇区内开关状态序列扇区开关管的开关状态序列000100110111110100000000110010111010110000000010011111011010000000011001111001011000000001101111101001000000101100111100101000表3.4 在六个扇区内电压矢量之间的切换时间扇区续表3.4：3.1.3 SVPWM控制与SPWM控制的比较在许多文献中对正弦波调制（SPWM）方式作了详细的讨论。采用SPWM控制方式的一个明显的缺陷就是直流电压利用率低，。可见相电压的幅值最大只能达到。所以本文选用了SVPWM调制的方式，它的输出相电压的幅值可以达到，可以明显提高直流电压的利用率137811。与普通的SPWM控制相比，基于SVPWM的三相VSR控制则有下列突出优点：（1）与SPWM控制相比，其三相VSR直流电压利用率提高了15.4%。由于直流电压利用率的提高，相同的直流电压条件下，可提高三相VSR网侧电压设计，因而相对减少了三相VSR网侧电流，降低了VSR网侧及功率管同台损耗，提高了VSR运行效率。（2）与SPWM控制相比，相同的波形品质条件下，SVPWM控制具有较低的开关频率，且平均约降低30%，从而有效地降低了功率开关管的开关损耗。（3）与SPWM控制相比，SVPWM控制具有更好的动态性能。当采用SVPWM进行VSR电流控制时，可以根据被跟踪的电流矢量，优化选择三相VSR空间电压矢量进行PWM电流跟踪控制，从而在相对低的开关频率条件系较好地跟踪电流指令。3.2 基于电压定向的空间矢量控制考虑两相同步旋转坐标系中的三相VSR模型见式（2.23）。可以看出、轴电流之间，、轴电流与整流输出负载之间都存在着耦合，对此可采取、轴电流的状态反馈来消除；再通过基于功率守恒的负载电流前馈来消除负载电流与整流器输入电流之间的耦合，以提高三相VSR的抗负载扰动能力。对式（2.20）进行简化得： （3.12）当电流调节器采用PI调节器时，由此可得同步旋转坐标系下三相VSR电流控制时的电压指令。 （3.13）式中，是网侧电流基于电压定向所得到的轴上的指令电压，其中由电压PI调节器得到，而则由自己设定。如果是单位功率因数时，则设为零。显然这种电流状态反馈的控制算法实现了，的解耦控制，并且通过PI调节运算获得了三相VSR交流侧的指令电压矢量，。具体见图3.3。 图3.3 电流内环状态反馈解耦的控制结构若需跟踪的电流指令为与电网电动势同频率的三相对称正弦波电流，则，在同步旋转坐标中均为直流量