基于LCL滤波的并网逆变器的设计毕业论文.doc

基于LCL滤波的并网逆变器的设计毕业论文目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 光伏发电的背景及意义11.2 世界及我国的光伏发电产业11.2.1 国外光伏发电的现状11.2.2 我国太阳能光伏发电的现状21.3 基于LCL滤波的PWM逆变器的控制策略21.4 本课题研究的主要内容4第2章 三相并网逆变器的原理及数学模型52.1谐波的定义及危害52.2 逆变器的工作原理52.3 并网逆变器滤波器形式62.4 基于LCL滤波器的三相并网逆变器数学模型72.5 本章小结11第3章 LCL滤波器的研究分析123.1 LCL滤波器的谐波抑制方法123.2 LCL滤波器性能指标123.2.1 逆变器侧电感纹波电流抑制123.2.2 电网侧电感和滤波电容高频抑制123.2.3 系统双端电感比例的影响133.2.4 电网电感的影响133.3 输出滤波器LCL的设计133.3.1 LCL型滤波器的原理143.3.2 LCL滤波器参数的设计153.3.3 LCL滤波器高频滤波性能163.4 LCL滤波器参数设计的约束条件173.5 LCL滤波器参数计算173.6 本章小结18第4章 并网逆变器控制方法的研究194.1三相并网逆变器系统控制框图194.2 逆变器的输出电流控制策略204.3 锁相环节的工作原理224.4 基于无源阻尼的单电流环控制方案的设计254.5 双闭环控制系统的设计264.5.1 网侧电感电流外环控制器的设计264.5.2 电容电流内环控制器的设计274.6 本章小结28第5章 系统参数设计及仿真验证295.1系统参数计算295.2仿真验证305.2.1 基于无源阻尼的单环控制仿真电路305.2.2 基于有源阻尼的双环控制仿真电路335.3本章小结37结论38参考文献39致谢41附录1 开题报告42附录2 中期报告55附录3 英文翻译69附录4 英文文献原文7988第1章 绪论 第1章 绪论1.1 光伏发电的背景及意义随着新能源发电在全世界范围内应用越来越广泛，并网发电技术也成为一个重要的研究方向7。逆变器采用高频PWM调制下的电流源控制，从而导致进入电网的电流中含有大量高次谐波，一般会采用滤波器进行滤除，常用的滤波器为L型和LCL型，目前一些研究文献表明LCL滤波器具有比和L型滤波器更理想的高频滤波效果。从而常被用于大功率、低开关频率的并网设备，同时基于LCL滤波器的控制技术也成为新的研究热点之一1,6,16。1.2 世界及我国的光伏发电产业太阳能的转换利用方式有光-电转换、光-热转换和光-化学转换等三种方式。利用光生伏打效应原理制成的光伏电池,可将太阳的光能直接转换成电能加以利用,称为光-电转换,即光伏发电19。1.2.1 国外光伏发电的现状 伴随着能源危机的发展，在各国政府的重视下，世界光伏发电产业在最近10年间也得到了蓬勃发展。首先，新型光伏电池不断出现，光伏电池的转换效率不断提高。在提高光伏电池效率方面，单晶硅光伏电池的平均效率已达到 13%15%，实验室最高效率已达到24.4%(澳大利亚新南威尔士大学)，多晶硅光伏电池的平均效率也有12%l4%，实验室最高效率已达到19.8%。光伏电池研究的不断发展为光伏产业的持续发展提供了良好的保障14。其次，光伏电池的产量急剧增加，新兴的光伏组件生成大国不断出现。世界光伏电池的生产规模由20世纪80年代的1-5MW/年发展到2001-2005年50-100MW/年。在最近10年中，世界光伏电池的生产能力平均年增长率为22%，从1991年的55MW增加到2001年的400MW，2003年达到742MW，到2004 年更是增长到1200MW，最近5年的年平均增长率高达35%以上。光伏电池制造业的快速发展又进一步推动了光伏电池研究的发展，两者相互推动，进一步促进了世界光伏产业的发展19。最后，近年来世界各国纷纷出台一系列的支持政策，大力推广以光伏发电为代表的可再生能源项目的实施，进一步推动了光伏发电产业的发展。在1997年12月日本京都会议以后，美国总统随即宣布了百万光伏屋顶计划，预期在10 年内在美国国内安装总容量约为3GW 的光伏电池。同时，以加州为代表的美国各州对光伏应用的补贴政策成为了美国光伏市场持续增长的主要动力。在日本，政府提出了朝日7年光伏屋顶计划，并提出了新能源推广的基本原则，目标到2010年实现光伏发电容量超过5GW。目前，日本的光伏电力已经逐渐具备了不需要依靠政府补贴的市场竞争力，而政府的投入则主要转移到研发和对一些示范项目的支持上面。在澳大利亚，政府要求电力公司供电中要有一定比例的光电、风电等新能源，并要求到2010年达12.5%。在德国，政府提出了10万户光伏屋顶计划,并在2004年对其再生能源法律进行了修改和完善，保证了对光伏应用的新一轮补贴。之后，德国光伏发电市场就呈现井喷式的增长，并一跃成为超过日本的世界最大光伏市场。而德国西门子太阳能公司在慕尼黑贸易展览中心建成了1MW的太阳能光伏屋顶系统，则成为大功率太阳能光伏并网发电系统的代表8,15,19。根据新的世界能源统计资料表明，2004年全球安装的太阳能发电系统容量已经超过1000MW。在最近5年，太阳能发电产业的年均增长速度超过30%，成为增长速度最快的新能源发电产业。1.2.2 我国太阳能光伏发电的现状在世界光伏发电产业迅速发展的同时，中国的光伏发电产业也正以每年30%的速度得到快速发展。在光伏电池研究方面，我国光伏电池的研究获得重要进展，目前我国实验室光伏电池的效率已达21%，可商业化光伏组件效率达14%15%，一般商业化电池效率也已达到10%13%。在光伏电池生产制造方面，国内光伏电池的年生产能力达到100MW，中国已成为继日本、德国和美国后世界第四大光伏组件制造国。与此同时，我国也积极兴建了大量光伏发电工程。例如投资达750万美元，发电总装机容量达到1兆瓦的深圳国际园林花卉博览园光伏并网发电系统已投入使用；首都博物馆300kW太阳能光伏并网发电系统也已经投入使用。国家体育场(鸟巢)工程投资1000万元，在“鸟巢”的12 个主通道上方，安装总装机容量为130千瓦的太阳能光伏发电系统。一项投资l亿元的兆瓦级光伏发电项目也将在上海交通大学风雨操场落成，并将成为亚洲最大的光伏发电站19。1.3 基于LCL滤波的PWM逆变器的控制策略目前基于LCL 滤波器的PWM逆变器的较为新颖的控制策略有基于无源阻尼的直接电流控制策略、直接功率控制策略、无差拍控制策略和三闭环控制策略。（1）基于无源阻尼的直接电流控制策略 直接电流控制通过电流反馈闭环控制直接调节电流，具有动态响应快、受系统参数影响小等特点，是目前常用的电流控制方案，然而无论采用P、PI还是PID调节均无法使系统稳定，并网逆变器LCL接口直接输出电流控制稳定性问题简单直接的解决方案是LCL串联电阻形成无源阻尼PD衰减谐振峰值，增大相角裕度，提高系统稳定性3。（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略 由于动态响应快、原理简单，近年来直接功率控制已被越来越多地应用于PWM 整流器的控制。但是传统的直接功率控制策略没有电流内环，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，JWKolar，SPonnaluri,LASerpa和PMBarbosa提出了基于LCL滤波器的PWM 整流器的直接功率控制策略，该方法设计了基于直接功率控制的有源阻尼方法来抑制LCL滤波器的谐振，这是一种基于虚拟磁链的直接功率控制。通过检测交流侧电流和直流侧电压来估算系统的虚拟磁链，从而算出系统的有功、无功功率，然后与给定值进行比较，偏差值送入开关状态选择表，产生控制脉冲。这种控制策略采用直接功率有源阻尼法，将有功、无功功率减去阻尼分量后就可以避免谐振问题9。（3）基于无源阻尼的无差拍控制策略1998年，Michael Lindgren和Jan Svensson提出了基于LCL滤波器的斩波器的无差拍控制。这是最早的基于LCL 滤波器的控制策略。2004 年EmilioJBueno，Felipe Espinosa等人提出了改进的矢量无差拍控制策略。该控制策略只需要一组电流传感器和一组电压传感器，其他的量可以由状态观测器获得，系统的扰动可以用无源阻尼来衰减。改进的无差拍控制策略通过反馈电容电压将其引入到控制策略中，使控制效果更好15。（4）基于三闭环的电网不平衡控制策略2003 年ErikaTwining和Donald Grahame Holmes提出三闭环控制策略,这也是首次针对不平衡电网电压提出的控制策略。其中，电压外环用来控制直流侧电压。电流控制采用双内环的控制结构，第一内环是网侧电流内环，第二内环是电容电流内环。电压调节器的输出作为网侧电流有功分量的给定，dq 坐标系中网侧电流调节器输出经坐标变换后作为三相电容电流的给定，三相电容电流的反馈值由网侧电流与整流器交流侧电流合成。该方法需要两组电流传感器和一组电压传感器，传感器数量多是其缺点。但实验结果证明，该方法对于不平衡电网电压有较强的鲁棒性5。基于LCL 滤波器的三相PWM 逆变器的控制策略的研究现状分析可知，无差拍控制是研究较早的控制策略，控制策略的离散化便于数字化实现，但是无差拍控制需要的传感器较多，所以无传感器的研究成为研究重点。三闭环的控制策略是专门针对LCL 滤波器提出的，这种控制策略对不平衡电网电压有较强的鲁棒性，但是其原理复杂，控制器较难设计；直接功率控制是近年来较为新颖的一种控制策略，它是从常规三相电压源型PWM逆变器的控制中延伸而来，控制原理和结构简单，采用查表技术，也便于数字实现，但其开关频率不固定给滤波器参数选择带来一定困难3,5,9,15。今后基于LCL 滤波器的PWM 整流器无传感器控制、电网电压不平衡控制和便于数字实现的控制将会成为研究的重点。1.4 本课题研究的主要内容随着对风能、太阳能等新能源的利用越来越多，逆变器的应用也越来越广泛，如何保证逆变器输出的电能质量成为研究的重点。在电网电压确定的情况下，如何减少输出电流纹波，提高电流的质量就成为主要的工作，传统的滤波方式是采用逆变器与电网之间串联电感，但在低开关频率的大功率逆变器中，所需的电感量将很大，这样既增大了设备体积，也增加了成本，为了采用较少的电感量，达到更好的滤波效果，本文研究了基于LCL滤波的三相并网逆变器，并与单电感滤波电路进行了比较，主要内容有以下几个方面。第一章介绍了三相并网逆变器的产生背景，基于LCL滤波的三相并网逆变器的研究现状。第二章简要说明了三相逆变器的工作原理，并分析了LCL滤波器的数学模型，通过坐标变换将三相对称静止坐标系中的基波正弦变量转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。第三章对LCL滤波器的原理及性能进行了详细的分析，介绍了LCL滤波器的参数设计方法。第四章对基于无源阻尼和有源阻尼的两种控制策略进行了分析和控制系统的设计，完成了系统参数设计。最后对基于无源阻尼和基于有源阻尼两种控制策略进行了仿真，通过仿真实验对比分析，证明采用LCL滤波器的并网逆变器可以有效抑制输出电流中的谐波分量，获得较好的正弦电流波形；所采用的控制策略可以使系统具有较好的稳定性和动态性能。第2章 三相并网逆变器的原理及数学模型 第2章 三相并网逆变器的原理及数学模型2.1谐波的定义及危害谐波，通常被认为某种特定频率的电压或电流流经非线性元件时，产生其他频率的电压或电流4。在光伏并网发电中逆变器输出端，会携带有大量的谐波，而这些谐波会对电网及其用电的设备造成损害，导致设备老化加速，利用率降低，寿命缩短，甚至会出现故障和事故。谐波主要的危害有以下几点：（1）谐波会使系统中局部发生谐振，放大谐振的危害，使设备发热，造成的过电流或过电压甚至会烧毁设备，同时会降低发电设备的效率；（2）降低了供电的可靠性，谐波电流造成局部电流过大发热，噪声增大，使电气设备（如旋转电机、电容器、变压器等）运行不正常，加速绝缘老化，从而缩短它们的使用寿命，提高电力成本；（3）线路短路，使测量和计量仪器、仪表不能正确指示或计量；（4）干扰通信的传输，导致传输设备无法正常收发信号。因此消除谐波刻不容缓，本章将对光伏逆变器输出滤波器详细分析，建立了基于LCL逆变器的数学模型，并讨论了输出滤波器在不同坐标系下的数学模型。2.2 逆变器的工作原理三相逆变器通常采用三相桥式逆变电路，采用IGBT作为开关器件的电压型三相桥式逆变电路如图2-1所示12：图2-1 三相逆变电路原理图如图2-1所示的电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式也是180导通方式，即每个桥臂的导通角为180，同一相即同一半桥的上下两个臂交替导电，各相开始导电的角度一次相差120，这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通，因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。在上述180导电的方式逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起的直流电源的短路，要采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间，死区时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就可以越短，这一“先断后通”的方法对于工作在上下桥臂通断互补方式下的其他电路也是适用的。2.3 并网逆变器滤波器形式在并网逆变器系统中,滤波器的不同也会使得电流环的动、静态响应不同,随之而带来的问题是并网系统直流电压、输出功率和系统功率等因素的确定受到制约,因此交流侧滤波器的设计这一环节举足轻重10,12。常见的滤波器形式有L、LC和LCL三种，其形式如图2-2所示，应用场合也不尽相同。图2-2 单L、LC和LCL滤波器单L滤波器为一阶滤波器，由于结构及控制简单，普遍应用于并网逆变的场合。然而，随着并网功率等级的不断增加，基于效率和可靠性的考虑，并网逆变器的开关频率一般较低，为了使进网电流达到并网要求，电感值需要增大。这不仅是系统动态性能下降，还会引起成本和体质重量增加等一系列问题。LC滤波器为二阶滤波器，较单L滤波器具有更好的滤波效果，且结构简单，大多数应用于独立逆变的场合。若使用在并网逆变器中，需要对电容电流进行补偿，否则将影响进网电流的功率因数。LCL滤波器为三阶滤波器，滤波效果较前两种好，可以有效抑制进网电流的高次谐波，同时网侧电感还可以起到抑制冲击电流的作用。通常应用于中大功率逆变场合。然而LCL滤波器本身是一个三阶系统，存在着谐振问题，若参数设计及控制策略不当，会导致系统的不稳定。因此在设计时不仅要考虑滤除进网电流的高次谐波，还要避免系统发生谐振，从而达到良好的稳定性和可靠性。LCL型滤波器和其他型的滤波器相比较有其突出的优越性，首先在要求滤波效果相同的情况下，LCL型滤波器比其他型所使用的电感量小，从而节省材料降低系统成本。其次，LCL型滤波器有很好的高频谐波抑制能力，它对谐波高频分量的衰减能够满足系统要求。再次，LCL型滤波器和电网相串联的后级电感对并网冲击电流还有着很好的抑制作用。这些特点对本文滤波器的选取奠定了基础，本文拟采用LCL滤波器作为逆变器滤波17。2.4 基于LCL滤波器的三相并网逆变器数学模型建立三相并网逆变器的数学模型的目的是为了分析其稳态和动态运行特性，是研究控制策略和控制器设计的基础，因此需要建立三相并网逆变器的数学模型图2-3是三相并网逆变器的主电路拓扑结构3,8。图2-3 三相并网逆变器主电路拓扑图2-3是三相并网逆变器的主电路拓扑，其中、为三相电网电压，为电网中性点，、为滤波电容支路电压，进网电流分别为、,逆变器输出电流分别为、，逆变器侧电感为，网侧电感为，滤波电容为，逆变器输出电压为、,T1T6为IGBT功率器件，为直流侧电压。建立三相并网逆变器的数学模型的目的是为了分析其稳态和动态运行特性，是研究控制策略和控制器设计的基础，因此需要建立三相并网逆变器的低频数学模型。三相并网逆变器的低频数学模型是基于基波分析而得，忽略了开关频率等高频谐波，适合分析控制系统和设计控制器参数。在分析低频数学模型之前可以做如下假设：（1）电网电压为三相对称的纯正弦波；（2）所有电感电容均为理想器件，且三相电感、电容参数相同；（3）IGBT均为理想器件，忽略死区时间。根据假设可得三相电网电压为：(2-1)式中是电网相电压的幅值，根据式（2-1）可知，电网电压相序为a相超前b相超前c相。由于三相并网逆变器工作的进网电流与电网电压同频同相，则进网电流基波为：(2-2)式中进网相电流的幅值。根据基尔霍夫电压定律，可以得到三相并网逆变器在三相静止坐标系下的状态方程：(2-3)式中，各变量的物理意义清晰直观，但变量数目较多且均是交流信号，不利于控制系统的设计。因此，需要进行变换，即Clark变换：将三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，其原理图如图2-4所示：图2-4 Clark变换假设两相静止坐标系的轴与三相静止坐标系的A轴重合，根据等幅变换原则，其变换矩阵为：(2-4)反变换矩阵为：(2-5)联立（2-3）、（2-4）、（2-5）可得三相并网逆变器在两相静止坐标系下的状态方程为：(2-6)化简可得：(2-7)此状态方程与式（2-3）类似，物理意义也十分清晰直观，变量数目得以减少，但仍然是交流信号。 为了将坐标系下的交流信号变成直流信号，需要进行变换，即Park变换：将两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系，其原理图如图2-5所示：图2-5 Park变换假设初始时刻两坐标系夹角为，一般令，同时坐标系以角速度旋转，根据等幅变换原则，其变换矩阵为：(2-8)反变换矩阵为：(2-9)两坐标系下的进网电流之间的关系是：(2-10)联立式（2-7）、（2-8）、（2-10）可得并网逆变器在两相旋转坐标系下的状态方程为： （2-11）式（2-11）表明：经过Park变换之后，交流变量都转变为对应的直流变量，两相旋转坐标系下的状态方程可以大大简化控制系统的分析和设计，但是轴和轴分量是耦合的，不利于系统的稳定性及动态性6-10。图2-6 系统框图LCL滤波器在同步旋转坐标系下的数学模型如式(2-11)所示，该坐标系下的轴和轴之间存在强耦合，因此，若想在采用电流闭环控制时轴和轴均获得理想的电流跟踪指令效果，就必须对轴和轴进行解耦控制。由于耦合是存在于实际电路中的，我们进行解耦控制的基本原理是在控制部分加入与耦合量绝对值大小相等的负数，消除耦合对系统的影响。2.5 本章小结本章首先介绍了谐波的定义及危害，通过在光伏逆变器输出端加入滤波器来消除和抑制谐波的影响。其次，介绍了逆变器的原理和滤波器的三种不同形式。最后，分析了LCL滤波器的数学模型，将三相对称静止坐标系中的基波正弦变量转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而可以采用简单的PI控制即可实现被控量的无静差控制，简化了控制系统设计。第3章 LCL滤波器的研究分析第3章 LCL滤波器的研究分析3.1 LCL滤波器的谐波抑制方法传统谐波抑制主要有两方面：其一，对谐波源本身进行改进，减少谐波的产生。比如增加变流器的相数，采用先进的控制方法如等，但这是不能够完全解决问题的，可以考虑加入滤波环节等可行性方案。其二，采用电感器、电容器、电阻器组合成滤波器，针对特定谐波次数呈现低阻抗，将谐波旁路以达到滤波的目的，同时，这种滤波器还能兼顾无功补偿的需要11。这里将重点分析LCL型滤波器，LCL 滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比，频率越高，阻抗越小，所以可以滤除高频谐波。然而，滤波电容的分流作用，使整流器的电流控制系统由一阶变为三阶，控制更为复杂，并且在某些高次谐波电流下，LCL 滤波器的总阻抗接近零，将导致谐振效应，影响系统的稳态性能。一般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题。阻尼方法分为两种：一种叫做“无源阻尼法”，它是通过在电容上串联电阻来使系统稳定，这种方法稳定可靠，在工业中被广泛应用，但是加入的电阻会增加系统的损耗，不适合大功率系统的应用9。另一种方法是通过修正控制算法使系统达到稳定，消除共振作用，这种方法叫做“有源阻尼法”15。该方法通过增加控制的复杂性避免无源阻尼的损耗问题。3.2 LCL滤波器性能指标LCL滤波器性能指标主要包括逆变器侧电感纹波抑制能力、滤波电容和网侧电感抑制高频谐波的能力、逆变器电感和网侧电感比例关系对滤波性能的影响、电网电感对滤波器的影响, 下面分别说明性能指标对滤波器的影响。3.2.1 逆变器侧电感纹波电流抑制电感电容参数之间的关系比较复杂，任何参数发生波动都会影响滤波器的性能，针对LCL滤波器的特性主要包括逆变器侧电流纹波、滤波电容的无功电流、滤波电感的压降和网侧电流的高频纹波衰减率11。纹波电流会使开关元器件和电感的发热升温，增加功率损耗，缩短元器件的寿命，因此需要衰减逆变器侧电流的纹波14。3.2.2 电网侧电感和滤波电容高频抑制由于电容对高频分量呈现低阻抗，增加滤波电容支路是旁路高频分量，减少高频分量进入电网。除此之外，电网侧滤波电感和滤波电容组成并联电路，要求感抗远小于容抗，这样可以保证有效的分流纹波电流。电感是不可缺少的，如果缺失，LCL滤波器将变成L滤波器，电容会被短路，起不到分流的作用12。调节电网侧电感大小时，系统的总电感量随之发生变化，低频段越高对应的电感值越小，压降越小，损耗越小，并且三者谐振频率点不同。电网侧电感增加时，会导致压降增大，降低滤波器的低频增益。减少时，相应的会使压降减少，提高滤波器的低频增益，由于容抗和感抗的比值是固定不变的，故滤波电容增加，基波电压的容抗减少，可提高逆变器侧的无功电流容量。电感值增加，并且会影响系统的动态响应。3.2.3 系统双端电感比例的影响系统双端电感包括逆变器侧电感与电网侧电感。逆变器侧的输出电压是有上限的，需要给电感设计一个给定的约束条件，电感值不易过大，如果电感值较大，会增加逆变器侧输出电压的损失，低频段增益衰减17。滤波电感和的比值对滤波效果也有很大的影响。3.2.4 电网电感的影响通常并网系统中。电网会自身带有电感，可以视为电网侧滤波电感增加了。网侧电感增加会增强滤波电容支路分流高频电流的能力，同时还降低了谐振频率和低频段的增益。3.3 输出滤波器LCL的设计输出滤波器的设计在光伏发电系统中是必不可少的，将逆变器产生的脉冲祥式电压和电流变成连续变化的模拟量。在系统运行时，经过控制逆变桥侧电压的相位和幅值，可达到改变网侧滤波器电感的相位和幅值，实现无功功率和有功功率的大小和方向的调节。并网系统中，低频时需要增加电感来抑制电流谐波，这不仅增加了压降，直流电压给定时，闭环控制调节可能会出现超出线性调制的范围。同时也加大了系统的时间常数，影响动态响应速度。如果电网出现故障，系统需要逆变器及时作出响应，响应时间越短越好，也就是说电感值不能过大。本节详细分析了滤波设计的过程，从而得到滤波器的滤波特性。在大容量的场合中，需要大电感来抑制电流谐波，而LCL就解决了这种弊端，它能在不增加电感和开关频率的基础上实现谐波抑制，LCL比单L性能好，并且保证低频段增益和高频段衰减。LCL滤波器是三阶，即包含两个电感，一个电容，增加了设计的难度。但是它存在零阻尼谐振点，会放大谐波。谐振点还会影响到闭环控制系统的稳定性，需要加入阻尼来抑制谐振，此类滤波器的参数较多，设计复杂，本节的关键问题是进行参数优化设计，从而增加系统的可靠性等11。3.3.1 LCL型滤波器的原理LCL与L不同，它是三阶模型，如果设计不好会影响系统的稳定性，需要分析LCL滤波器的整体模型。参数设计过程中，除了要满足网侧电流谐波含量标准外，还要使逆变器侧电流谐波和电容吸收无功功率小。图3-1 单相LCL滤波器拓扑结构针对单相LCL频率特性进行分析和研究图3-1所示，是逆变器侧输出交流电压，是电网侧电压，和分别为逆变器侧和电网侧的滤波电感，和分别为对应电感的等效电阻，是滤波电容，是电容支路的电阻。相比于L滤波器，LCL滤波器多了和，电容支路对高频纹波电流呈现低阻抗通路从而旁路高频电流，电感抑制电流中的高频纹波。逆变器侧和网侧电阻、相比于感抗、较小，可以忽略。图3-1进行拉普拉斯变换得到滤波器的结构框图如3-2。图中看出，LCL滤波器中，逆变器侧电感支路与网侧电感支路和电容支路并联电路串联，求出滤波器的传递函数。图3-2 LCL滤波器的结构框图系统的串联阻抗为：（3-1）逆变器侧电流为，网侧滤波电感和电容分流关系：（3-2）由逆变器侧电流和公式（3-2）带入可以得到网侧电流：（3-3）由上式可以得出从逆变器侧电压到网侧电流的传递函数：（3-4）在电路滤波器设计的过程中，功率开关元器件的纹波是设计的主要依据。在给定纹波衰减率的条件下，可以由式（3-4）得出两个电感和电容的约束关系。但是满足上述关系的参数可以是多组的并不唯一这给LCL滤波器的设计增加了难度，需要分析LCL滤波器的运行特性，找出电感和电容的约束条件。3.3.2 LCL滤波器参数的设计本节对LCL滤波器的参数进行了设计，了解了LCL滤波器的工作原理，以及参数对滤波器的影响。从系统的角度看，若找出参数之间的关系进行设计是比较困难的。因此需要找出重要性能指标，滤波器中电感总量和谐振频率的限制条件。LCL滤波器本质是可以归类到低通滤波器。在设计过程中，滤波器的总电感量过大会造成电压损失，还会使整个设备的重量增加、体积变大、成本提高，如果总电感量过小，则会降低电路中高频分量的滤波效果，因此需要严格控制滤波器的总电感。简而言之，LCL滤波器要对高频分量分流，滤波电感和滤波电容决定了分流的效果。同时电感和电容存在谐振，参数设置不当，发生谐振会增加谐振频率处的谐波含量，会严重污染电网8,14,17。在设计LCL滤波器的时，参数的设置将是一个反复迭代的过程，验证参数是否满足给定限制条件。3.3.3 LCL滤波器高频滤波性能忽略电阻、,分别求出采用LCL和L型滤波器的并网逆变器中并网电流与输出电压的函数关系式如式(3-5)和式(3-6)所示11,12:(3-5)(3-6)令,利用Matlab绘出L型和LCL型滤波器博德图，如图3-3所示：如图3-3 相同电感值下L型与LCL型滤波器的博德图由图3-3可见，LCL 滤波器高于谐振频率时是以60d B/dec 衰减，而滤波器是以20d B/dec 衰减。因此，LCL 滤波器对高次电流谐波具有更好的衰减效果。在低频时，两者频率响应的斜率都是20d B/dec。这就意味着在低频时，LCL 滤波器可以被当作电感值为的一个等效电抗器。由于两种结构的滤波器在高频时对谐波衰减不同，因此在同样的滤波效果的情况下，LCL滤波器总的电抗器值要比纯电感滤波器中的电抗器值小，滤波器的损耗也小些，正是因为这些优点，可以在大功率设备上应用，所以LCL滤波器在高频PWM整流、电流源型并网逆变以及并联型有源滤波的场合应用也越来越广泛12-15。3.4 LCL滤波器参数设计的约束条件（1）LCL 滤波器的电容将引起无功功率增加，从而降低功率因数。为了保证系统的高功率因数，一般限制电容吸收的无功功率低于额定功率的5%。（2）总电感值要小于，即，否则需要较高的直流电压来保证电流的控制性，这将会增大功率开关的损耗。（3）为了避免开关频率附近的谐波激发LCL 谐振，谐振频率应远离开关频率，一般小于，但不能过小，否则低次谐波电流将通过LCL 滤波器得以放大。一般谐振频率在十倍的基波频率到开关频率的一半之间。（4）需增设阻尼电阻防止谐振，但阻值不能太大，以免带来过多的损耗，从而降低了效率。3.5 LCL滤波器参数计算(1)电感的计算： （3-7）U为网侧相电压有效值，为谐波电流峰值，为开关频率。(2)总电感值的约束条件： （3-8）其中为直流母线电压，为网侧相电压峰值，为相电流峰值,且 （3-9）(3)计算电容C可先确定谐振频率，再根据公式： （3-10）计算得电容C的值；也可以取电容消耗的无功功率为总功率的5%，利用约束条件：，其中，且其中E为网侧线电压有效值，为基波频率。(4)电容所串电阻 （3-11）有很多的限制条件，满足有功功率和无功的控制要求，总结如下：（1）滤波电容吸收的无功尽量少；（2）逆变器侧电流纹波尽量少；（3）谐振频率避免与开关频率及其倍数附近重合；（4）提高逆变器电压对电网侧电流控制。3.6 本章小结本章的主要内容是说明了LCL滤波器参数对滤波器工作性能有很大的影响，主要从其性能指标分析，包括逆变器侧电感纹波抑制能力、滤波电容和网侧电感抑制高频谐波的能力、逆变器电感和网侧电感比例关系对滤波性能的影响、电网电感对滤波器的影响。LCL相比于L、LC滤波器使用的电感值小，高频处的谐波含量少，并分析了LCL滤波器的原理和LCL滤波器的参数设计的约束条件，详细分析了参数对滤波器性能的影响，并给出了设计参数的标准。第4章 并网逆变器控制方法的研究第4章 并网逆变器控制方法的研究4.1三相并网逆变器系统控制框图图4-1是以并网电感电流为外环、电容电流为内环的基于LCL型滤波器的三相并网逆变器系统的双电流闭环控制结构图6，其中内环用的是比例积分补偿器，外环调节器用的是比例积分补偿器，指令电流为和,同时结合同步矢量电流比例-积分(proportional integral,PI)调节器的SPWM方法实现开关管的开通与关断，使电流源型LCL滤波并网逆变器输出电流的相位完全与电网电压相位一致，保证向电网输送电流的总谐波含量(total harmonic distortion,THD)符合 IEEE 929-2000 等标准要求。系统中采用了PI补偿器。因为PI补偿器不能够对三相交流电流实现无静差控制。那么要使PI补偿器能够良好地完成并网交流电流零稳态误差控制，在这里就必须把三相静止坐标系下的正弦交流量转变成两相直流量（同步旋转坐标系下），使被控量由交流量变成直流量。图4-1 三相并网逆变器的直接电流控制框图把三相给定的指令电流进行坐标变换成两个直流量（其中三相给定指令电流、，两个直流量是常数，而为0）。式子（4-1）的两相同步旋转坐标系是从三相静止坐标系变换得到，“”里的“0”是假设的0轴，以凑成方阵。（4-1） 如式子（4-2）所示，其中的三相静止坐标系下的三个交流量、是由两相同步旋转坐标系下的两个直流量和转变得到，从而为SPWM调制提供前提。 （4-2）4.2 逆变器的输出电流控制策略图4-2 逆变器交流侧的等效电路其中, 为电网电压，为逆变器各桥之间的输出电压，为并网电流，与、之间的关系如下：(4-3)其中电网可以看作是无限大的理想电压源，在式（4-3）中，若滤波参数不变，主要是和、相关，作为系统的扰动量，作为系统输入，我们就能够列出和的关系如下： (4-4)图4-3 LCL并网逆变器的控制模型经过大量相关资料的研究和分析2,8,12,20，我们可以确定，以LCL滤波器的电容电流 作为内环反馈量，电感电流作为外环的电流双闭环控制策略能够使得系统控制性能得到有效改善，而且这种方法避开了在LCL滤波电容上串接阻尼电阻给系统所带来的弊端，更保证了LCL原有的良好滤波特性，也就是说，在这里运用以并网电流为外环LCL电容电流为内环的双闭环控制策略能够满足本系统在各方面的要求。如图4-4所示是其系统结构：图4-4 基于、的电流双闭环控制策略为了抑制谐振尖峰增加系统阻尼，消除电流中的高频开关谐波分量，在这里以电容电容电流作为内环控制变量，以忽略系统控制精度的情况下使其满足对稳定性的要求。以电感电流作为外环控制变量，要有较高的稳定性。综上所述，以比例补偿器补偿器作为，以比例积分补偿器作为补偿器。根据图4-4计算出电流双闭环控制系统的开环传递函数：（4-5），,，将这些关系式代入（4-5），得到系统开环传递函数：（4-6）其中,，。4.3 锁相环节的工作原理逆变器输出电压电流同频同相才能并网供电，所以控制器的设计中都要设置锁相环节。 锁相环路是一种反馈电路，锁相环的英文全称是Phase-Locked Loop,简称PLL。其作用是使得电路上的时钟和某一外部时钟的相位同步。因锁相环可以实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪，所以锁相环通常用于闭环跟踪电路。锁相环在工作的过程中，当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住，这就是锁相环名称的由来18。 在数据采集系统中，锁相环是一种非常有用的同步技术，因为通过锁相环，可以使得不同的数据采集板卡共享同一个采样时钟。因此，所有板卡上各自的本地80MHz和20MHz时基的相位都是同步的，从而采样时钟也是同步的。因为每块板卡的采样时钟都是同步的，所以都能严格地在同一时刻进行数据采集。锁相环的基本结构：锁相环路是一个相位反馈自动控制系统。它由以下三个基本部件组成：鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）。其组成方框图如图4-5所示：图4-5 锁相环的基本方框图锁相环的工作原理： 1. 压控振荡器的输出经过采集并分频； 2. 和基准信号同时输入鉴相器； 3. 鉴相器通过比较上述两个信号的频率差，然后输出一个直流脉冲电压； 4. 控制VCO，使它的频率改变； 5. 这样经过一个很短的时间，VCO 的输出就会稳定于某一期望值。 当电网电压平衡时，电网电压只存在正序分量，此时，两相静止坐标系和同步dq坐标系中的实际电压矢量和锁相环输出电压矢量位置如下图所示。实际电压矢量以同步坐标系中d轴定向，显然当锁相环处于准确锁相时，Vpll和V应该是完全重合的，即 。而在电网电压相位突变瞬间，矢量Vpll和V位置必将产生差异，为此必须采取适当的闭环控制以使锁相环的输出满足。图4-6为SSRF-SPLL矢量图。图4-6 SSRF-SPLL矢量图其中V-实际电压矢量Vpll-锁相环的输出电压矢量 -实际电压矢量的矢量角度-锁相环输出的电压矢量角度图4-7 SSRF-SPLL控制结构原理框图理想的三相电网电压及其对应的综合矢量(abc坐标系下)： (4-7) (4-8)坐标系电网电压：(4-9)dq坐标系电网电压： (4-10)上式中的输出角频率，由于完全捕获相位后保持不变，故有。令输入a相电压相位，则上式转化为： (4-11)将PI调节器接到V端，这样就获得了相位差的表达式，利用这个偏差就能实现系统的反馈控制，在相位差较大时，对输入三相电压进行锁相的过程是一非线性过程，可以通过负反馈将V调节到足够小，也就能使达到很小；当相位差较小时，进行锁相的过程可近似为线性过程，V的大小代表输入电压相位和输出相位之间的差值，V经PI调节器后可视为误差信号，与扰动角频率相加后得到的角频率，该角频率经过积分环节后得到最终相位。由于该系统是二型系统，故能实现系统无静差地跟踪西坡信号，即能使得输出相位无静差的复现输入相位，实现相位的完全锁定9。4.4 基于无源阻尼的单电流环控制方案的设计基于LCL滤波的并网逆变器较早的控制策略是采用无源阻尼的单环控制策略2，该策略的优点是电路结构简单，可以使用较少的传感器，控制器设计简单，不足的地方是采用无源阻尼，会增加功率损失，尤其在大功率应用场合，电阻上的功率损耗会更多，并且可能导致发热量巨大，就要额外加散热片，虽然减少了传感器，但可能由于电阻造成的功率损失、额外增加的散热设备，长期看来，成本不一定会减少。该单环控制策略是直接输出电流控制，根据文献2，并网逆变器LCL接口直接输出电流控制无论采用P、PI还是PID控制，系统均不稳定，该问题的直接解决方案是LCL串联电阻，增大相角裕度，提高系统稳定性，文献2中已证明该方案的正确性。该单环控制策略采用PI调节器，滤波器的参数计算参见3.5。下图是基于无源阻尼的并网逆变器原理图。图4-8 基于无源阻尼的并网逆变器原理图可得系统线性控制模型：图4-9 基于无源阻尼的线性控制系统模型计算PI调节器的参数，根据文献2得LCL滤波器的传递函数： （4-12）将逆变器等效为一个小惯性环节: 又的数值很小，忽略不计，则F(s)化简为： （4-13）进而可得被控对象的传递函数： （4-14）且已知PI调节器的传递函数为： 其中=hT整定为II型系统后为： （4-15）且典型II型系统的传递函数为： （4-16）其中选定h，滤波器参数、C和的值，即可计算出K，然后可得即，且电容所串电阻为： （4-17） 以上为理论计算方法，仿真过程中各参数还需要适当调整，才能得到较好的滤波效果和稳定的电压电流波形。4.5 双闭环控制系统的设计区别于无源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略9，该控制策略采用双闭环，在网侧电感电流外环的基础上增加了滤波电容电流内环，该控制策略采用有源阻尼，减少了功率损失，却增加了传感器数量，控制器的设计也较为复杂，但实验结果表明，该控制策略能保证输出电压、电流的稳定性，该策略是可行的下面介绍双闭环控制系统的设计。4.5.1 网侧电感电流外环控制器的设计下图是基于LCL滤波的三相并网逆变器原理图图4-10 三相并网逆变器原理图可得系统线性控制模型：图4-11 基于有源阻尼的线性系统控制电感电流外环的控制器的设计方法与单电流环中控制器的设计方法类似，设计过程参见4.4节。4.5.2 电容电流内环控制器的设计由系统线性控制模型可得电容电流内环控制对象传递函数为：由于的数量级在，忽略不计，控制对象可简化为：典型I型系统为：上述控制对象要整定为I型系统，可采用PI调节器：，且取为T和RC中较大的数，由于，取3,C=20uF，T为0.0002S，则取=RC整定后的I型系统为：，又,且取KT=0.5时超调较小、动态响应较快，计算可得的值，。4.6 本章小结本章主要介绍了逆变器的系统控制框图和输出电流控制策略，并详细分析了基于无源阻尼的单环控制策略和基于有源阻尼的双闭环控制策略的原理以及两种控制器的设计方法。 第5章 系统参数设计及仿真验证第5章 系统参数设计及仿真验证5.1系统参数计算选定直流母线电压800V，电网电压380V/50Hz，总功率100kW,开关频率选定为5kHz,可得输出相电流峰值为10A，令为逆变器侧滤波电感，为网侧滤波电感，为滤波电容，为单环控制策略中电容所串电阻。根据前面所述参数计算方法，可得到：总电感约束值：且，又所以可取总电感为3mH，取又由于,且，可得，取。可得谐振频率: 满足约束条件: 进而可得单环控制策略中电容所串电阻:根据4.5.1节，可得整定后的并网电感电流外环传函为：且典型II型系统为： 其中，由于开关频率为5KHz，则T=0.0002s，又取h=5时，动态响应适中，此时： 可得：，即： ，又 ，可得：。根据4.5.2节，计算得电容电流内环的PI调节器的参数： 5.2仿真验证为了验证本文所叙述的LCL滤波器参数的设计方法及所采用的电流双环控制策略的可靠性，以及系统是否能达