反电动势无感无刷.doc

基于反电动势检测的无感无刷电机控制（第二节）（转载）复制链接本帖最后由 地瓜ing 于 2016-6-17 10:00 编辑第二节直接反电动势检测式无感无刷直流电机驱动在本节，首先回顾了一种常用的反电动势检测方法。然后，我们讨论并提出新奇的反电动势检测方.第二节直接反电动势检测式无感无刷直流电机驱动在本节，首先回顾了一种常用的反电动势检测方法。然后，我们讨论并提出新奇的反电动势检测方案。试验结果证明了新式反电动势检测方案和无感系统的优点。特别的，一种首先商业化的用于无感无刷电机驱动的廉价混合信号微控制器被开发，内嵌了检测电路以及电机控制外设，他具有标准的8位微控制器核心。2.1普通反电动势检测方案对三相无刷直流电机来说，标准的，他是用六步120度换相模式来驱动的。在同一瞬间，只有三相中的两相通电流。举例来说，当A相和B相通电时，C相悬空。这个通电传导间隔持续60度电角度，称作一步。传统的从一步跳到下一步的方式称作换向。所以，在一个周期内总共有6步。如前面章节中Fig1.2B所示，第一步是AB，然后是AC，到BC，到BA，到CA到CB然后重复这种模式。通常，为了获得最佳控制和最大扭矩/安培值，我们这样切换电流：保持相内的电流与相反电动势同相。切换时间由转子位置决定。因为反电动势的波形由转子位置决定，这就使在反电动势已知的情况下确定换向时间成为可能。在Fig。2.1中，相电流与相反电动势同相。如果过零点的相反电动势能够测量，我们就能够知道什么时候切换电流。如前所述，在任一时刻，只有两相导通电流，第三相悬空是开放的。这打开了一扇在悬空线圈检测反电动势的窗口。图Fig2.2解释了这种检测方案原理。我们测量了悬空端的端电压。这种方案需要电机中立点电压以得到过零点的反电动势，因为这种反电动势电压是以电机中立点电压为参考的。端电压与中立点电压相比较，则过零点的反电动势就得到了。在多数情况下，电机中立点不好得到。实际上，最常使用的方法是构造一个虚拟中立点，理论上，与Y型连接的电机中心点在同一电势，然后感知虚拟中立点与悬空相的端电压的差别。虚拟中立点用电阻来构建，如图Fig2.2（B）。这种方案比较简单。从这种方法发明出来就一直被长期使用。但是，这种方案也有缺点。由于PWM驱动，中立点并不是静止的点。这点的电势从上倒下跳动。他产生很高的共模电压和高频噪声。因此我们需要电压分配器和低通滤波器以削弱共模电压和高频噪声，如图Fig2.3所示。举例来说，如果直流总线电压是300V，中立点的电势能从0V到300V之间变化。比较器允许的共模电压只有大概5V。我们可知需要多大的衰减。明显的，分压器在低速情况下将削弱信号敏感性，尤其是在需要更大敏感性的启动阶段。另一方面，需要的低通滤波器将引起一个与转子速度无关的固定延迟。当转子速度增加时，这个延迟占总体时间的比例也在上升。这个延迟将阻碍电流曲线和反电动势曲线对齐，将在高速状态下导致严重的切换问题。因此，这种方法往往具有较窄的速度区间。过去，有很多可以支持无刷直流电机的集成电路，他们都基于以上讨论的方案。包括Unitrode的UC3646，Microlinear的ML4425，和Silicon Systems的32M595.这些芯片都具有我们提到的缺点。同样，他们都是模拟器件，在实际应用时缺乏弹性。在文献中，一些其他无感无刷直流电机控制方案也有所报道。反电动势集成法在转子速度下具有减弱开关噪声敏感度和在换相器切换瞬间自动适应的优点。反电动势集成在低速下仍然存在准确性问题。转子位置可以由固定在定子上的三次谐波电压组件确定。缺点是在低速情况下三次谐波电压相对值较低。转子位置信息由连接在未激活相的续流二极管（储能二极管）的导通状态决定。检测电路相对复杂，而且在低速情况下仍然存在问题。2.2推荐的直接反电动势检测方案像之前讨论的那样，在无感系统中，富含杂波的中立点导致了很多问题。推荐的反电动势检测方案试图回避中立点电压。如果我们采用适当的PWM策略，相对于GND的反电动势电压可以被直接从电机接线端的电压中提取出来。对于无刷直流电机驱动来说，只有三相中的两相在同一时间通电。PWM驱动信号可以在以下三种方式间改变：-在高臂端: PWM 只在高臂端的开关中应用，低臂端在这一步期间保持开状态。.-在低臂端: PWM is 被加在低臂端开关上，高臂端在这一步器件保持开状态。- 在两端: 高臂端和低臂端一起开或关。在我们提出的方案中，PWM信号只提供给高臂开关，反电动势在PWM关闭时间测得。Fig2.4显示了设想的检测电路。Fig2.4和fig2.2的不同是在fig2.4中在信号处理时电机中立点电压没有被使用。假设在特定的步器件，A相和B相通电，C相悬空。A相的上部开关由PWM控制，B相的下部开关保持接通状态。端电压Vc被测量到。Fig2.5显示了PWM信号的分布。Fig2.6 显示了电路模型的导电分析当A相的上部开关闭合，电流流经开关到AB的线圈。当半桥的上部晶体管关断，电流通过二极管续流流经A相下部开关。在此续流器件，在C相没有电流的情况下，端电压Vc在C相被检测到产生的反电动势。通过电路，很简单的得到Vc=Ec+Vn ，Vc是悬空端C相的端电压，Ec是相反电动势，Vn是电机中立点电压。从相A，如果前端的二极管电压降被忽略，我们有：对于B相，如果开关的前端压降忽略，我们有：2.1和2.2相加得假设这是一个平衡三相系统，如果我们忽略三次谐波，我们有或者我们不忽略三次谐波，我们有e3代表三次谐波先让我们忽略三次谐波完成分析通过2.3和2.4我们有因此，端电压Vc从上面的等式，可以看作在PWM关闭期间，也就是电流续流器件，悬空相的端电压是直接与反电动势电压成正比的没有叠加任何开关噪声。同样重要的是明白这一点，端电压是与GND为参考的，而不是悬空中立点电压，我们不需要担心共模电压。因为真正的反电动势是从端电压中提取的，相反电动势过零点可以被精确的检测到。如果我们考虑三次谐波，从式2.3和2.5所以端电压Vc因此，端电压将参照三次谐波。但是，因为基本波动的过零点与三次谐波的过零点伴随，三次谐波不会影响基本波形的过零点。我们做了一些测试去显示基本波形与三次谐波之间的联系。Fig2.7和Fig2.8显示电机A的结果。Fig2.9和2.10显示电机B的结果。两种电机的反电动势的波形不同。然而，两个电机的三次谐波的过零点与基本波形重叠，也就是说三次谐波不会影响过零点的基本波形。对电机B来说，三相有点不平衡。即使在这种状态下，基本波形和三次谐波的的过零点重叠的很好。因此我们可以在过零点检测中忽略三次谐波。方程2.7是一次有效过零检测。为了实现这个方案，Fig2.11显示方案的端电压波形。从这个波形看，当悬空相反电动势信号可以很容易的从端电压中分离出来。从T1到T2，线圈一直悬空；从T2到T3，线圈导通；从T3到T4，线圈又悬空。反电动势信号可以在PWM关断状态下被检测到。如果反电动势为负，换向器的并行二极管最小0.7V。当反电动势为正时，其在端电压中显示出来。在T1到T2期间，过零点的上升沿被检测到；在t3到T4器件，过零点的下降沿被检测到。总的来说，反电动势检测技术具有很多优点：#高敏感度。首先，因为我们不使用分压电路，电路没有什么衰减。即使在低速条件下也是有较好的解决方案。第二，高频切换噪声可以由PWM关断器件期间的反电动势采样。同步采样可以比较简单的去除切换杂波。第三，因为反电动势以GNd为参照，共模电压最小。#由于没有滤波电路，对高速运转状态比较有利。#这种就爱你测方法可以比较容易的用在高电压和低电压系统中，不用在衡量电压时过分投入。#因为过零点的反电动势检测是没有衰减的。#他比较容易实现，后续部分会讲到。2.3提出的反电动势检测方案的硬件实现开发同步采样电路用于检测反电动势过零点。最近几年，随着混合信号IC技术，OC（片上系统）器件变得可行。精确模拟，高吞吐量处理器和在系统可编程存储器和其他外设可以被植入单个芯片。SOC器件有很多优点，包括更低的系统成本，更小的体积，优秀的系统表现和可靠性。八位微控制器已经成为近二十年来嵌入式控制系统的主流。我们可以以较低的价格得到这些器件；指令集更加易用。因此，反电动势检测电路被嵌入到了标准ST7家族微控制器核心中，使其成为一种廉价的专用的无感无刷直流电机微控制器。首先，让我们看一下反电动势过零点同步检测的具体实现。Fig2.12显示了反电动势过零检测的硬件实现。反电动势信号通过一个多路复用器，控制器依据电机换相阶段选择哪一路输入成为被检测对象。因为只有过零点是我们感兴趣的，最高电压被二极管钳制在5V，从而保持电压在检测器放大器的量程范围内。选择的信号与固定的接近于0的参考电压做比较。在关闭时间，反电动势被与参考电压做比较。在PWM的上升沿，在PWM打开的初期，也就是关断的末期，将闭锁比较器输出以捕获过零点信息。我们推荐的同步采样电路是通过一个廉价的八位微控制器ST72141来实现的，它是一种无感无刷直流电机驱动专用芯片。图Fig2.13显示了该器件的框图。芯片划分成四个主要部分。反电动势过零检测器是一个同步采样电路延迟管理器是一个计时器和88位硬件多路复用控制从过零点到换向的适当延迟PWM管理器选择控制模式，电流控制模式或电压控制模式通道管理器发送PWM信号到正确的开关用于6步换向。无感无刷直流电机驱动系统的原理图如Fig2.14所示。电机中断电压直接通过限流电阻接给微控制器。对于不同电压的应用，我们需要调节电阻值以设定相应的注入电流。这是一种首先被商业化的专用无感无刷直流电机驱动芯片。相比其他模拟芯片来说，这种新型的微控制器拥有廉价、可靠、弹性大、智能等优点，我们将在随后的自动燃料泵应用中举例说明。换向算法用的是标准的无刷直流电机控制算法。在反电动势过零后，再过30电角度开始换向。感谢这种可编程微控制器，这个系统拥有更大弹性，电机在开环速度或闭环速度下运行，取决于应用。而且也更加方便适应控制参数。举例来说，过零点和换向之间的延迟能够很容易的用软件来调节。通常，相反电动势过零到换向的延迟是30电角度，这样可以保证反电动势和电流保持同相。对很多高速应用来说，换向可以在域 效果下完成，以扩展速度范围。在硬件核心中的延时管理单元可以通过软件来调节延迟。2.4关键实验波形无感无刷直流电机驱动已经成功应用到很多家庭电器当中，空气排风机，真空吸尘器和自动燃料泵和高压交流供电等。一下波形显示了很多无感无刷直流电机驱动系统的关键操作波形。Fig2.15显示了松开端电压和反电动势波形。在PWM关闭时期，悬空相的反电动势从悬空端电压中被提取出来。Fig2.16显示了三相端电压，反电动势，过零点信号。过零信号的每个触发沿都与过零点的反电动势一致。Fig2.17显示了相反电动势和相电流。从反电动势过零点到换向的序列很清楚的表明，反电动势过零点后30度电角度换向发生。像之前描述的那样，即使在低速条件下，反电动势的幅值较低，过零点检测也有很好的分辨率。Fig2.18显示了在电机低速条件下，反电动势和过零点信号的波形。即使反电动势的峰值还不到1V，系统仍然运行良好。如果速度需要降到更低，用OP AMP改进的电路用来放大反电动势信号。下一章我们将讨论这种改进电路。为了评估过零点精度和换向定时，我们用无感方案的电机来带动一个带有霍尔传感器的电机。Fig2.19显示了霍尔传感器信号和电流切换时序。电流切换时机和霍尔传感器信号对齐的很好，这表明过零检测