通信原理第5章z_m.ppt

第5章模拟信号数字化 2 1 主要内容 奈奎斯特抽样定理 均匀量化与非均匀量化的概念 脉冲编码调制 PCM 及增量调制 M 的原理和实现方法 时分复用 TDM 的概念 2 基本要求 掌握奈奎斯特抽样定理 掌握均匀量化与非均匀量化的概念 掌握PCM和 M的原理和实现方法 了解DPCM的原理和实现方法 掌握TDM的概念 参考学时为10学时 3 奈奎斯特抽样定理均匀量化与非均匀量化脉冲编码调制 PCM 差分脉冲编码调制 DPCM 增量调制 M 时分复用 TDM 4 5 1引言 模拟信号数字化的三个步骤 抽样 量化和编码抽样 将模拟信号在时间上离散化量化 将模拟信号在幅度上离散化编码 将量化输出信号用二进制代码表示 5 6 模拟信号数字化典型应用 7 5 2抽样定理 问题提出如果对某一带宽有限的时间连续的模拟信号进行抽样 且抽样速率达到一定数值时 由这些抽样值就能准确地确定原信号 那么 究竟以怎样的抽样频率进行抽样才能在接收端恢复原信号呢 8 5 2抽样定理 5 2 1低通型信号抽样定理 奈奎斯特抽样定理 又称低通型波形信号均匀抽样定理 一个频带限制在内的低通型模拟信号 它完全由以速率对其等间隔抽样的抽样值所确定 9 奈奎斯特速率 是无失真恢复原信号的最低抽样速率奈奎斯特间隔 是无失真恢复原信号的最大抽样时间间隔 10 设 被抽样的模拟信号为 抽样定理证明 抽样脉冲 是周期性单位冲激序列式中 是抽样频率抽样输出 11 上式表明Ms 是由无穷多个间隔为 s的M 相叠加而成 也就是Ms 的频谱是由M 频谱的周期性重复构成 重复周期是抽样频率 s 如果 M 就周期性地重复而不重叠 因而从频域上看 可由Ms 通过采用理想低通滤波器来恢复M 如果 Ms 是M 的周期性重复但存在重叠或称混叠 则不能由Ms 恢复M 5 2 4 式 12 13 将通过如下的理想低通滤波器 从时域上分析如何由抽样信号ms t 恢复原信号m t 取 把它代入 5 2 4 式 得到 因为只有n 0这一项可以通过 其余项都被低通滤波器滤除 14 由卷积定理可求得M 的时域表达式为 上式中mn是m t 的第n个抽样值 上式表明 将每个抽样值mn与相对应的抽样函数相乘 并将所得的全部波形相加 即得到原信号m t 这也说明了原信号完全可由抽样值来恢复 15 将每个抽样值mn与相对应的抽样函数相乘 并将所得的全部波形相加 即得到原信号m t 16 5 2 2带通型信号抽样定理带通信号带宽 带通信号抽样后无波形混叠失真的抽样频率 17 带通信号抽样频谱 18 5 2 3自然抽样与平顶抽样 在讨论抽样定理时 采用的抽样脉冲序列是周期性理想单位冲激序列 这样的抽样称为理想抽样 理想冲激序列在实际中不能实现 实际采用的抽样脉冲总是具有一定的持续时间 这样的抽样称为实际抽样 根据抽样脉冲脉宽持续时间内的幅度是否随被抽样信号而变化 实际抽样又可以分为自然抽样和平顶抽样 由实际抽样得到的已抽样信号也称为脉冲振幅调制 PAM 信号 19 5 2 3自然抽样与平顶抽样 自然抽样在抽样脉冲持续期间 抽样脉冲幅度随被抽样信号而变化的抽样称自然抽样 又称曲顶抽样 20 自然抽样信号表达式抽样脉冲序列 幅度为A 脉宽为 周期为Ts抽样输出 21 自然抽样信号与频谱 22 结论1 自然抽样与理想抽样信号的频谱分量形状相似 仅有幅度大小的差异 2 自然抽样也能用低通滤波器从抽样信号频谱中取出 23 平顶抽样 抽样值的幅度是抽样时刻信号的瞬时值 而且在抽样脉冲持续期间样值幅度保持不变 这样的抽样称为平顶抽样 又称瞬时抽样 24 平顶抽样信号产生与恢复 25 1 频谱幅度加权项是频率的函数 它使原信号频谱的频率分量发生了变化 是频谱失真项 因此 在接收端不能直接由低通滤波器从中取出 2 在接收端的低通滤波器前应采用频率响应为的网络来进行频谱补偿 以抵消上述失真项 3 实际中 平顶抽样的PAM常由采样保持电路实现 结论 26 5 3量化与信号量化噪声功率比 量化 用预先规定的有限个电平来表示幅度值连续的模拟抽样值的过程称为量化 为什么要量化 幅度连续的模拟信号经信道传输后 噪声会直接影响它 量化后的信号 小于量化间隔的噪声可以消除 经编码后的数字信号其抗噪声的能力更强 27 量化器若量化器输入满足 则量化器输出 所有处于量化间隔内的电平 都以该间隔的中间电平输出 28 量化误差 量化误差产生的影响类似于干扰和噪声 故又称其为量化噪声 信号量化噪声功率比 是用来衡量量化器性能的主要技术指标 29 5 3 1均匀量化把输入信号的取值域按等距离分割的量化称均匀量化 30 量化间隔 式中b a分别是量化器输入信号的最大值和最小值 M是量化器量化电平数 例如M 4 则 由左图 31 量化噪声功率 输入信号功率 32 例5 1 输入信号取值的概率分布在区间内是均匀的 量化器量化级数为M 求一个均匀量化器的信号量化噪声功率比 解 信号的概率密度函数为 由 5 3 8 式得到量化器第i个量化区间的输出电平 由 5 3 9 式得到量化器第i个量化区间的终点电平 33 将前面的关系式代入 5 3 10 式 得到 令 有 将代入上式 求得均匀量化器的量化噪声功率为 由 5 3 11 式求得信号功率为 量化噪声功率与输入抽样信号的大小无关 仅与量化间隔有关 34 由上式可见 1 信号量化噪声功率比与量化级数的平方成正比 在相同信号功率下 通过增加量化级数或减小量化间隔可以减小量化噪声 使信号量噪比得到提高 2 量化电平数的增加会使编解码设备复杂度增加 当采用二进制编码时 编码位数将增加 用于传输的信道带宽也将增加 35 均匀量化存在的一个主要缺点 量化间隔确定后 量化噪声功率是不变的 导致小信号的信号量噪比下降而不能满足要求 克服方法是采用非均匀量化 36 5 3 2非均匀量化根据信号取值的不同区间来确定不同量化间隔的方法称为非均匀量化 发送端对输入量化器的抽样信号先进行压缩处理再均匀量化 编码 在接收端进行相应的解码和扩张处理 压缩特性是对小信号放大 对大信号压缩 扩张特性正好与压缩特性相反 实现压缩特性的主要方法是对数压缩 它包括 压缩率和A压缩率 37 上述两种压缩特性是国际电信联盟 ITU 制定的关于电话信号压缩特性的两种建议 我国大陆 欧洲各国以及国际间互连时采用A律及相应的13折线法 北美 日本和韩国等少数国家和地区采用 律及15折线法 下面将分别讨论这两种压缩律及其近似实现方法 38 1 压缩律 压缩率主要用于美国 加拿大和日本等国的PCM 24路基群中 式中 x y分别为归一化的压缩器输入 输出电压 是压扩参数 表示压缩的程度 增大 压缩效果明显 5 3 17 39 压缩率特性曲线 特性曲线是以原点奇对称的 小信号时曲线斜率大于1 大信号时斜率小于1 说明压缩器对小信号是放大的 对大信号是压缩的 国际标准取 255 40 量化误差及信号量噪比分析 对 5 3 17 式求导 表示信号压缩后的放大倍数 量化误差为 信号量噪比改善程度为 41 大信号 时 信号量噪比的改善程度为 小信号 时 信号量噪比的改善程度为 改善量 损失量 42 表5 1输入信号电平与信号量噪比改善程度的关系 43 无压扩时 为满足信噪比大于26dB 输入信号必须大于 18dB 有压扩时 若要使信噪比大于26dB 输入信号只要大于 36dB 44 2 压缩律 特性曲线是以原点奇对称的 A 1时为均匀量化国际标准取A 87 6 45 3 对数压缩特性的实现 实际中采用折线段来近似表示对数压缩特性因为A律和 律表示式都是一条平滑曲线 用电子线路很难准确地实现 但用数字电路容易实现近似A律和 律特性的折线压扩特性 采用13折线法逼近A律 A 87 6 压扩特性采用15折线法逼近 律 255 压扩特性 46 A压缩律的13折线实现 47 实现方法 x轴的不均匀分段 每次取1 2 把x轴不均匀地分成8段 Y轴的均匀分段 每段的长度为1 8 13折线的形成 x为正时 第一 第二段折线的斜率相等 实际只有7段直线 压缩特性对原点奇对称 x负方向也有7段直线 负方向第一段与正方向第一段的斜率相同 因此共有13段折线 具体分割参数见表5 3 2 48 表5 3 2 律13折线压缩特性各段落折线的斜率 0 0 49 50 原点处折线的斜率 A律曲线在原点的斜率 令两者相等 得到 51 由表看出 13折线法和A 87 6时的A律压缩法十分接近 52 压缩律的15折线实现 把纵坐标y从0到1之间划分为8等份 对应于各转折点的横坐标x值可以按照下式计算 计算结果列于表5 3 3中 将这些转折点用直线相连 就构成了8段折线 由于其第一段和第二段的斜率不同 不能合并为一条直线 故当考虑到信号的正负电压时 仅正电压第一段和负电压第一段的斜率相同 可以连成一条直线 所以 得到的是15段折线 称为15折线压缩特性 53 54 压缩律的15折线实现 55 恢复原信号大小的扩张原理 完全和压缩的过程相反 比较13折线特性和15折线特性的第一段斜率可知 15折线特性第一段的斜率 255 8 大约是13折线特性第一段斜率 16 的两倍 所以 15折线特性给出的小信号的信号量噪比约是13折线特性的两倍 但是 对于大信号而言 15折线特性给出的信号量噪比要比13折线特性时稍差 56 均匀量化和非均匀量化比较若用13折线法中的 第一和第二段 最小量化间隔作为均匀量化时的量化间隔 则13折线法中第一至第八段包含的均匀量化间隔数分别为16 16 32 64 128 256 512 1024 共有2048个均匀量化间隔 而非均匀量化时只有128个量化间隔 因此 在保证小信号的量化间隔相等的条件下 均匀量化需要11比特编码 而非均匀量化只要7比特就够了 57 归纳 以最小量化间隔为单位 第一或第二段的1 16 13折线法的第一至第八段共有2048个均匀量化间隔 需要11比特编码 非均匀量化时13折线法只有128个量化间隔 每一段均匀分为16间隔 只需要7比特编码 58 均匀量化和非均匀量化都是属于无记忆的标量量化 有记忆的标量量化有 增量调制 差分脉码调制等 将在后面学习矢量量化与标量量化比较 可大大降低码率 但超出本课程教学大纲 59 5 4脉冲编码调制 PCM 把从模拟信号抽样 量化 直到变换成为二进制符号的基本过程 称为脉冲编码调制 简称脉码调制 例 模拟信号的抽样值为3 15 3 96 5 00 6 38 6 80和6 42 若按照 四舍五入 的原则量化为整数值 则抽样值量化后变为3 4 5 6 7和6 在按照二进制数编码后 量化值就变成二进制符号 011 100 101 110 111和110 60 61 PCM系统的原理方框图 62 5 4 1PCM编码原理1 码型选择 段落码选择折叠二进制码 段内码采用自然二进制码 2 码长选择 位3 码位安排 输入信号为正极性时 为负极性时 63 最大量化间隔 处于第8段落内 最小量化间隔 处于第1 2段落内 64 65 折叠码的优点因为电话信号是交流信号 故在此表中将16个双极性量化值分成两部分 第0至第7个量化值对应于负极性电压 第8至第15个量化值对应于正极性电压 显然 对于自然二进制码 这两部分之间没有什么对应联系 但是 对于折叠二进制码 除了其最高位符号相反外 其上下两部分还呈现映像关系 或称折叠关系 这种码用最高位表示电压的极性正负 而用其他位来表示电压的绝对值 这就是说 在用最高位表示极性后 双极性信号可以采用单极性编码方法处理 从而使编码电路和编码过程大为简化 66 折叠码的另一个优点是误码对于小信号的影响较小 例如 若有1个码组为1000 在传输或处理时发生1个符号错误 变成0000 从表中可见 若它为自然码 则它所代表的电压值将从8变成0 误差为8 若它为折叠码 则它将从8变成7 误差为1 但是 若一个码组从1111错成0111 则自然码将从15变成7 误差仍为8 而折叠码则将从15错成为0 误差增大为15 这表明 折叠码对于小信号有利 由于语音信号小电压出现的概率较大 所以折叠码有利于减小语音信号的平均量化噪声 67 68 69 在上述编码方法中 虽然段内码是按量化间隔均匀编码的 但是因为各个段落的斜率不等 长度不等 故不同段落的量化间隔是不同的 其中第1和2段最短 斜率最大 其横坐标x的归一化动态范围只有1 128 再将其等分为16小段后 每一小段的动态范围只有 1 128 1 16 1 2048 这就是最小量化间隔 称为1个量化单位 1 第8段最长 其横坐标x的动态范围为1 2 将其16等分后 每段长度为1 32 2048 32 64 假若采用均匀量化而仍希望对于小电压保持有同样的动态范围1 2048 则需要用11位的码组才行 现在采用非均匀量化 只需要7位就够了 70 4 逐次比较型编码器 71 极性判决 对输入样值脉冲信号的极性进行判决 编出第一位码 极性码 样值脉冲为正时 出 1 码 样值脉冲为负时 出 0 码 整流器 将双极性脉冲变换成单极性脉冲 以便进行折叠二进制编码 保持电路 使输入信号的抽样值在整个比较过程中保持不变 比较器 将输入样值信号电流Is与本地译码输出的标准权值电流Iw比较 当时 判决输出 1 当时 判决输出 0 对A律13折线法 一个输入样值脉冲需要比较7次才能得到PCM信号的7位段落码和段内码 72 本地译码器包括记忆电路 变换电路和恒流源 记忆电路 寄存二进制代码 并据此确定标准电流Iw值供下一次比较使用 变换电路 将7位非线性码转换成11位线性码作为恒流源的控制脉冲 恒流源 有11个基本的权值电流支流 在11个控制脉冲作用下产生各种标准权值电流Iw 73 例5 1 设输入信号抽样值为 1270个量化单位 采用逐次比较型编码器将它按照13折线A律特性编成8位码并求量化误差和对应于非线性7位码的线性11位码 解 设编成的8位码分别为 1 确定极性码 输入抽样值为正 极性码 2 确定段落码第一次比较 它表示输入信号抽样值处于8个段落中的5 8段 第二次比较 74 第三次比较 段落码为111 Is属于第8段 3 确定段内码 第四次比较 它表示输入信号抽样值处于8个段落中的7 8段 它表示输入信号抽样值处于第8段落中的1 8量化级 75 第五次比较 说明输入信号抽样值处于第8段落中的1 4量化级 第六次比较 说明输入信号抽样值处于第8段落中的3 4量化级 第七次比较 说明输入信号抽样值处于第8段落中的第4量化级 76 逐次比较型编码器输出的8位码为11110011 4 量化误差因为第8段落中第4量化间隔的量化电平为 量化误差为 5 对应于7位非线性码的11位线性码 11位线性码为 10011100000 以上解题是按照逐次比较型编码器的工作原理进行的 一般解题可以按下面的方法做 77 解 输入抽样值为正 极性码 又 处于第8段落 处于第4量化间隔 78 5 译码器 79 记忆电路 将接收到的PCM串行码变换为并行码 故又称串 并变换电路 变换电路 将表示信号幅度的7位非线性码变换成11位线性码 寄存读出电路 把存入的信号在一定的时刻并行读出到恒流源中的译码逻辑电路中 使它产生各种所需要的逻辑脉冲去控制恒流源的开关 从而驱动权值电流电路产生译码输出 完成D A转换 80 5 4 2PCM系统的抗噪声性能 分析模型 使重建信号失真的主要噪声来源 由量化噪声引起的输出噪声 由信道加性噪声引起的输出噪声 译码器输出信号 互相统计独立 81 接收端低通滤波器的输出接收端低通滤波器输出的总信噪比定义 82 PCM系统输出端平均信号量化噪声功率比 假设 a 发送端输入m t 信号在区间 a a 内具有均匀分布 m t 的最高频率为fH b 对m t 采用理想冲激抽样 抽样频率为c 采用均匀量化 量化级数为M 量化间隔为 v d 接收端低通滤波器的传递函数为 83 根据 5 3 12 式得到量化噪声功率为 的功率谱密度为 是接收端低通滤波器输入端的量化噪声功率谱密度 通过低通滤波器后的功率谱密度为 84 接收端低通滤波器输出端的量化噪声功率为 由 5 2 8 式得到 接收端低通滤波器输出信号为 由 5 3 13 式得到 接收端低通滤波器输出信号功率为 85 PCM系统输出端平均信号量化噪声功率比对于二进制编码 有 上式表明 随着编码位数N的增加 按指数增加 考虑系统最小带宽 有PCM系统输出端的平均信号量化噪声功率比与系统带宽成指数关系 86 2 PCM系统输出端误码信噪比 假设 a 采用自然二进码编码 码长为N 量化间隔为 v b 噪声为加性高斯白噪声 各误码的出现是相互独立的 系统误码率为 c 一个码组中只有一位码元发生错误 而且码组中各码元出错的可能性相同 87 第i位码对应的抽样值为 第i位码发生误码 产生的误差电平为 最高位误码时 误差最大 最低位误码时 误差最小 当一个码组中只有一位误码时 译码器输出端的平均误差功率为 88 出现错误码元的平均间隔为 个码元 错误码组之间的平均间隔为 个码组 出现错误码元或码组的平均时间间隔为 接收译码器输出端由误码引起的误差功率谱密度为 低通滤波器输出的误码噪声功率谱密度为 89 接收端低通滤波器输出误码噪声功率为 PCM系统输出端误码信噪比 误码引起的信噪比与误码率成反比 90 PCM系统输出端总平均信噪功率比 当接收输入端为大输入信噪比时 即满足条件时 有 说明大输入信噪比时 PCM系统的输出信噪比主要取决于信号量噪比 当接收输入端为小输入信噪比时 即满足条件时 有 说明小输入信噪比时 PCM系统的输出信噪比主要由误码信噪比确定 91 5 5差分脉冲编码调制 DPCM 什么是差分脉冲编码调制 利用信源的相关性 根据线性均方差估值理论 可以用前面的p个样点值来预测当前的样点值 然后传送当前样值与预测值之差值的量化 编码信号 这样在量化台阶不变的情况下 可以使编码位数减少 信号带宽大大压缩 这种编码方法就称为差分脉冲编码调制 92 5 5差分脉冲编码调制 DPCM 系统组成 93 信号样值与其预测值之差值 为预测误差值 经过量化后得到 一路通过编码后送入DPCM信道到接收端解码 另一路与预测值相加恢复出信号样值的量化值 即 作为预测器的输入 用来对下一个信号样值作预测 94 预测器输入 输出关系 式中 是预测系数 为预测阶数 它们都为常数 上式表示是前个样值的适当线性加权组合 如果信道传输没有误码 则接收端有 解码器输出的重建信号与编码器的完全相同 95 DPCM系统的量化误差 DPCM系统的信号量化噪声功率比 ADPCM 在DPCM的基础上 将固定预测器改为自适应的 即随信号的统计特性而自适应变化 是量化器的输入与输出之差 96 5 6增量调制 增量调制 用一位二进制码表示相邻抽样值的相对大小 增量调制系统 可以看成是一种最简单的DPCM 当DPCM系统中量化器的量化电平数取为2时 DPCM系统就成为增量调制系统 97 m t 把横轴t按抽样时间间隔Ts划分成许多相等的时间段 把代表信号幅度大小的纵轴也分成许多相等的小间隔 称为量化台阶 模拟信号可以用图中所示的阶梯波形去逼近 5 6 1增量调制原理 98 当DPCM系统的量化电平数取为2 预测器是一个延迟为的延迟线时 该DPCM系统即为增量调制系统 99 100 实用中 延迟 相加器 环路可以用一个积分器替代 101 脉冲发生器根据输入p t 是 1 码 还是 0 码 分别产生正和负的脉冲积分器收到正脉冲就使输出上升一个 如果收到负脉冲 则下降一个 故积分器的输出是接近输入模拟信号的阶梯波形 低通滤波器滤除高次谐波分量 对积分输出信号平滑 102 增量调制编码过程示意图 103 增量调制译码过程示意图 104 5 6 2增量调制系统中的量化噪声 量化噪声产生的原因由于编译码时用具有固定台阶的阶梯波形去近似表示模拟信号波形 所以它们之间存在一定的误差 这种由增量调制系统按固定台阶量化造成的失真称为一般量化噪声 它伴随着信号永远存在 即只要有信号 就有这种噪声 信号变化过快引起失真 这种失真称为过载量化噪声 它发生在输入信号斜率的绝对值过大时 105 106 设抽样周期为Ts 抽样频率为fs 1 Ts 量化台阶为 则译码器的最大跟踪斜率为一个阶梯台阶的斜率 即 最大跟踪斜率 当输入信号斜率超过这个最大跟踪斜率时 阶梯波形将跟不上信号的变化而产生失真 称过载现象 失真产生的误差称过载量化噪声 因此 不发生过载现象的条件是 107 为了避免发生过载量化噪声 必须使 和fs的乘积足够大 但 值太大 会增大一般量化噪声 所以 用增大fs的办法可以保证一般量化噪声和过载量化噪声都不超过要求 实际中增量调制采用的抽样频率fs值比PCM和DPCM的抽样频率值都大很多 对于语音信号 增量调制采用的抽样频率在几十千赫到百余千赫 若输入信号为 则不发生过载现象的条件为 临界过载时信号有最大振幅 108 起始编码电平当输入交流信号峰 峰值小于 时 增量调制器输出的是 0 和 1 交替的二进制码序列 它并不随m t 的变化而变化 只有当输入交流信号单峰值大于 2 即峰 峰值大于 时 输出二进码序列才开始随m t 而变化 故增量调制器的起始编码电平是 109 增量调制系统的抗噪声性能分析模型 分析仅存在一般量化噪声时的系统性能 110 传输无误差 即时 接收端译码积分器的输出为 式中m t 为输出信号成分 e t 是量化误差成分 设e t 在区间上均匀分布 则其一维概率密度函数为 e t 的平均功率 即译码积分器输出端的一般量化噪声功率为 一般量化噪声功率 111 假定一般量化噪声功率的频谱在内是均匀分布的 则e t 的功率谱密度可近似认为 一般量化噪声通过截止频率为的低通滤波器后的输出功率为 由上式可以看出 此量化噪声功率只与量化台阶 及 fH fs 有关 与输入信号大小无关 112 在临界过载条件下 系统有最大的输出信号功率 所以输入是正弦信号时系统的最大输出信号功率为 信号功率 设输入信号为 信号量化噪声功率比 系统的最大信号量化噪声功率比 113 上式表明 系统的最大信号量化噪声功率比与抽样频率fs的三次方成正比 即抽样频率每提高一倍 信号量化噪声功率比提高9dB 与信号频率f0的平方成反比 即信号每提高一倍频率 信号量化噪声功率比下降6dB 因此 对于 M系统 提高采样频率将能明显地提高信号与量化噪声的功率比 114 5 7时分复用 复用 是指多路信号利用同一信道传输而互不干扰 实现多路复用的方法主要有时分多路复用和频分多路复用 频分复用 FDM 是把可用的频带划分成若干频隙 各路信号占有各自的频隙在同一信道中互相独立 互不影响地传输 时分复用 TDM 是把时间帧分成若干时隙 各路信号占有各自的时隙在同一信道上实现多路传输 115 两个信号的时间复用 5 7 1时分复用原理 116 时分复用系统 117 例如 若语音信号用8kHz的速率抽样 则旋转开关应每秒旋转8000周 设旋转周期为Ts秒 共有N路信号 则每路信号在每周中占用Ts N秒的时间 此旋转开关采集到的信号如下图所示 每路信号实际上是PAM调制的信号 在接收端 若开关同步地旋转 则对应各路的低通滤波器输入端能得到相应路的PAM信号 118 119 位时隙式中 是路时隙是表示一个抽样值所用的码位数是一帧中含有的路时隙数是帧周期 与抽样周期相等时分复用信道中的码元传输速率 120 5 7 2时分多路数字电话通信系统 复接和分接复接 将低次群合并成高次群的过程 分接 将高次群分解为低次群的过程称为分接 目前大容量链路的复接几乎都是TDM信号的复接 标准 关于复用和复接 ITU对于TDM多路电话通信系统 制定了准同步数字体系 PDH 和同步数字体系 SDH 标准的建议 121 准同步数字体系 PDH ITU提出的两个建议 E体系 我国大陆 欧洲及国际间连接采用T体系 北美 日本和其他少数国家和地区采用 122 123 E体系的结构图 124 E体系的一次群结构 125 1帧 1路PCM电话信号的抽样频率为8000Hz 抽样周期为125 s 等于1帧的时间 时隙 TS 将1帧分为32个时隙 每个时隙容纳8比特 在32个时隙中 TS0和TS16规定用于传输帧同步码和信令等信息 其他30个时隙 即TS1 TS15和TS17 TS31 用于传输30路语音抽样值的8比特码组 126 时隙TS0的功能 在偶数帧和奇数帧不同 规定在偶数帧的时隙TS0的后7位是帧同步码 为 0011011 时隙TS0的第1位 供国际通信用 若不是国际链路 则它也可以给国内通信用 TS0的奇数帧留作告警 alarm 等其他用途 在奇数帧中 TS0第1位 的用途和偶数帧的相同 第2位的 1 用以区别偶数帧的 0 辅助表明其后不是帧同步码 第3位 A 用于远端告警 A 在正常状态时为 0 在告警状态时为 1 第4 8位保留作维护 性能监测等其他用途 在没有其他用途时 在跨国链路上应该全为 1 127 时隙TS16的功能 用于传输信令 但是当无需用于传输信令时 它也可以像其他30路一样用于传输语音 信令是电话网中传输的各种控制和业务信息 例如电话机上由键盘发出的电话号码信息等 在电话网中传输信令的方法有两种 一种称为共路信令 CCS 另一种称为随路信令 CAS 共路信令是将各路信令通过一个独立的信令网络集中传输 随路信令则是将各路信令放在传输各路信息的信道中和各路信息一起传输 128 建议中为随路信令作了具体规定 采用随路信令时 需将16个帧组成一个复帧 时隙TS16依次分配给各路使用 如图中第一行所示 在一个复帧中按照下表共用此信令时隙 在F0帧中 前4个比特 0000 是复帧同步码组 后4个比特中 x 为备用 无用时它全置为 1 y 用于向远端指示告警 在正常工作状态它为 0 在告警状态它为 1 在其他帧 F1至F15 中 此时隙的8个比特用于传送2路信令 每路4比特 由于复帧的速率是500帧 秒 所以每路的信令传送速率为2kb s 129 130 重要参数 131 132 同步数字体系 SDH SDH基本概念SDH是针对更高速率的传输系统制定出的全球统一的标准 整个网络中各设备的时钟来自同一个极精确的时间标准 例如铯原子钟 没有准同步系统中各设备定时存在误差的问题 SDH中 信息是以 同步传送模块 STM 的信息结构传送的 一个同步传送模块主要由信息有效负荷和段开销 SOH 组成块状帧结构 其重复周期为125 s 按照模块的大小和传输速率不同 SDH分为若干等级 133 SDH的速率等级目前SDH制定