开关电源设计毕业论文.doc

开关电源设计毕业论文目 录摘 要IAbstractII1 绪言1.1课题背景21.2选题的国内外研究现状及水平、研究目标及意义21.3 本课题主要的研究内容32 系统设计方案与论证2.1课题研究的基本要求42.2方案论证42.2.1 DC/DC电路模块方案42.2.2 MOSEFT驱动电路方案72.2.3 单片机选择方案72.2.4检测采样方案82.2.5系统框图83 硬件电路设计3.1变压整流滤波电路93.2辅助电源的设计113.3 Buck电路参数选择原理和计算123.3.1参数选择原理123.3.2 电感值的计算153.3.3 滤波电容的计算153.3.4开关管的选择和开关管保护电路设计163.4驱动电路的设计183.5采样电路设计193.6保护电路的设计204 软件部分设计4.1 AVR128简介214.2 PWM波的产生224.3 AD采样255系统调试及结果分析6 总结与展望6.1 总结306.2 展望30致 谢31参考文献32附 录34371 绪言开关电源具有效率高、体积小、重量轻等特点，应用越来越广泛，从70年代开始，并用轻量高频变压器替代笨重的工频变压器。高效的开关电源飞速发展，逐步替代传统的的线性电源，开关电源不需要较大的散热器，开关电源自20世纪90年代问世以来，便显示出强大的生命力，并以其优良特性倍受人们的青睐。近年来，开关电源在通信、工业自动化、航空、仪表仪器等领域的应用越来越广泛。随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、模块化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。随着高频开关电源技术和应用电子技术的高速发展，直流高频开关电源依靠它的高精度、低纹波及高效率等优越性能，正在逐步取代传统的线性电源。同时，高频开关电源系统的高速响应性能、输出短路电流限制及稳压和稳流等优点也使其负载的使用寿命大大增加。评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，比如防浪涌的软启动，防过压、欠压、过流、短路等保护电路。同时，在同一开关电源电路中，设计多种保护电路的相互关联和应注意的问题也要引起足够的重视15。许多功率电子节电设备，往往会变成对电网的污染源：向电网注入严重的高次谐波电流，使总功率因数下降，使电网电压耦合出许多毛刺尖峰，甚至出现畸变。大量的谐波分量倒流入电网，造成对电网的谐波“污染”，一方面电流流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压也发生畸变;另一方面，会造成电路故障，使用设备损坏。因为它没有采用有源功率因数校正，功率因数较低，只达到 0.9，如果采用有效的功率因数校正，功率因数可以达到0.99以上。开关电源输入端产生功率因数下降问题，利用有源功率因数校正电路，成本只增加5%，成功解决了这个问题。20世纪末，各种有源滤波器和有源补偿器的方案诞生，有了多种校正功率因数的方法1。 目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOSFET管制成的500kHz 电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。现代电力电子技术是开关电源技术发展的基础。随着新型电力电子器件和适于更高开关频率的电路拓扑的不断出现，现代电源技术将在实际需要的推动下快速发展。在传统的应用技术下，由于功率器件性能的限制而使开关电源的性能受到影响。为了极大发挥各种功率器件的特性，使器件性能对开关电源性能的影响减至最小，新型的电源电路拓扑和新型的控制技术，可使功率开关工作在零电压或零电流状态，从而可大大的提高工作频率，提高开关电源工作效率，设计出性能优良的开关电源。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。1.1课题背景随着电子技术的飞速发展，电子产品的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对供电电源的要求也越来越灵活多样。开关电源是现代电子设备的“心脏供血系统”，他能把电网提供的强电和“粗电”变换成各种电器设备和仪器所需要的高稳定度得“精电”和“细电”。现代电子设备中使用的直流稳压电源有两大类：线性稳压电源和开关性稳压电源。所谓线性稳压电源就是起调整管工作在线性放大区，这种电源最大的缺点是变换效率低，一般只有35%60%左右。开关电源的开关管工作在开关状态，其主要优越性就是变换效率高，可高达75%90%。开关电源具有很大的发展前景，但是随其高频化带来的问题也越来越多，所以值得研究。1.2选题的国内外研究现状及水平、研究目标及意义目前开关电源的使用对象涵盖了包括空间技术、计算机、通信、仪器仪表、汽车电子、照明电器及家用电器等领域，几乎可以说是只要有电子产品的地方就有开关电源的用武之地。开关电源的诞生历史虽然短暂，但是开关电源技术的发展却是日新月异。从最早的自激振荡式（RCC）到反激振荡式（Flyback），再到正激式（Forward）。从硬开关（Hard Switching）到软开关（Soft Switching），包括ZVS（Zero Voltage Switching）、ZCS（Zero Current Switching）。从当初60%70%的转换效率到现在的80%90%的转换效率（甚至更高）；从当初不考虑待机功耗到要求待机功耗必须小于1W。开关电源技术的迅速发展与市场领域的进一步扩大，顺应了电子产品市场的需要3。传统的晶体管串联调整稳压器，虽有输出纹波小，杂音低等优点，但是却又有效率低，体积大而重、过载能力差等严重弱点，并且消耗大量有色金属。20世纪70年代中期以来，无工频变压器的开关电源技术风靡世界各个工业化国家。这种电源丢掉了笨重的工频变压器，功率管工作在开关状态，功率变换器以20kHz2MHz以上的频率工作，因此效率大大提高，体积和重量大大减小。以功率晶体管（MOSFET）为例，当开关管饱和导通时，漏极（Drian）和源极（Source）两端的压降接近零，在开关管截止时，其漏极电流为零，所以其消耗的功率低、效率高，一般可高达70%95%。稳压管体积小质量轻，调整管功率损耗较小，散热器也随之减小。此外，开关频率工作在几十千赫，滤波电容器，电感器可用较小数值的原件，允许的环境温度也可大大提高，机内升温低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为22010%，而开关型稳压电源在电网电压从90V264V范围内时，都可以获得稳定的输出电压。同时加入了功率因数校正技术，使电网的谐波大大减小，降低了无功功率的损耗，提高了电网的使用效率，满足绿色、环保的要求1。目前，在电源系统的体积大小方面还有大量的工作要做，对比四十年前六个大机柜组成的分立原件及小规模IC的数字计算机，其功能还不如现在的笔记本电脑。相比之下，我们现在的电源体积在电子设备中占的比例还是太大，功率密度远远不够高。VICOR公司的VTM及PRM开辟了DC/DC的新篇章。然而VICOR的CEO讲，电源技术水平提高的空间仍然很大，我们不能总躺在原有的电路拓扑形式上，要创新，要走新路。美国目前的数字电源发展速度很快，不仅对大的通信电源完成了设计及配套，而且专块的DC/DC系统也已经数字化，TI（德州仪器）、MICROCHIP（微芯国际）等都推出了相应的产品，Galexy公司的DC/DC都加入了MCU或CPU，连NoteBook的适配器也进入了全数字的控制芯片时代，而且包含了对PFC及PWM两部分的控制。开关电源的发展方向：（1）输入电压通用 （2）扩大输入电压范围 （3）提高输入侧功率因数。相关技术发展：（1）SMT及自动化技术的应用，专用集成电路的发展技术 （2）软开关技术 （3）电力系统的管理控制智能化 （4）CAD技术的应用。1.3 本课题主要的研究内容课题研究的内容分软件和硬件。硬件部分设计分成以下几个部分（1） 辅助电源的设计。（2） DC/DC拓扑结构的选择，各电感、电容参数的选择。（3） 驱动模块设计。（4） 保护电路的设计，包括继电器的选择等。（5） 采样电路的设计。（6） 整流滤波电路的设计。软件部分的设计，该系统的软件是在AVR128的环境中实现的。包括PWM波的产生，AD采样和保护程序。2 系统设计方案与论证2.1课题研究的基本要求（1） 当输入电压稳定时，输出电压为较稳定直流电压，其平均值误差不超过0.3伏；（2） 输出电压的纹波；（3） 整流电路采用单相桥式整流； （4） 滤波电路采用LC滤波电路；（5） 在电压处接入电阻负载，输出功率可达5瓦。2.2方案论证2.2.1 DC/DC电路模块方案方案一：DC/DC模块拓扑结构采用（Buck Chopper）降压斩波电路15。电路原理图如图2.1所示：图2.1 Buck电路原理图Buck电路的优点是开关管的耐压值可以选得较低（一般在1000V以下）。工作时，输入电压的极性是上正下负，输出电压也是上正下负。在整个回路中输入和输出电压的极性是相反的。在开关管截止时输入电压和储能电感两端的电压极性是相同的，但是与输出电压的极性相反所以加在开关管两端的电压Uv为输入电压E加上储能电感两端的电压Ul再减去输出电压Uo，所以开关管两端的电压较低。 (2-1)在t=0时刻驱动V导通，电源E向负载供电，负载电压，负载电流按指数曲线上升。当时刻，控制V关断，负载电流经二极管D续流，负载电压近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常使串联的电感L值较大。至一个周期T结束，再驱动V导通，重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压的平均值为 （2-2）式中，为V处于通态的时间；为V处于断态的时间；T为开关周期；为导通占空比，简称占空比或者导通比。由式（2-2）可知，输出的负载的电压平均值最大为E，减小占空比，随之减小。负载电流平均值为 （2-3） 式中，为负载反电动势。方案二：DC/DC模块拓扑结构采用（Boost Chopper）升压斩波电路15。电路原理如图2.2所示：图2.2 Boost电路原理图 Boost拓扑结构中开关管截止时加在开关管两端的电压为输入电压和储能电感两端的电压再加上输出电压即： （2-4）所以相对Buck拓扑结构电路而言Boost拓扑结构电路中的开关管的耐压值较高。Boost电路的原理分析方法与Buck电路的的分析方法基本相同。首先假设电路中L值很大，电容C值也很大。当电路工作于稳态时一个周期T内电感L积蓄的能量与释放的能量相等15，即 （2-5）化简得 （2-6）式（2-6）中表示升压比，调节其大小，即可改变输出电压的大小。将升压比得倒数记作，即。则和占空比有如下的关系 （2-7）根据电路结构并结合式（2-6）、（2-7）得出输出电流平均值为 （2-8）方案三、DC/DC模块拓扑结构采用（Buck/Boost）变换器15。电路原理如图2.3所示：图2.3 Buck/Boost电路原理图该电路可以实现升压也可以实现降压，但是相对前面两种方案而言控制更难。稳态时，一个周期内电感L两端电压对时间的积分为零，即 （2-9）当V处于通态期间，=E；而当V处于断态期间，于是 （2-10）所以输出电压为 （2-11）改变占空比，输出电压既可以比电源电压高也可以比电源电压低。当时为降压，当时为升压。其他方案、采用DC/DC变换器采用正激变换器、反激变换器或者推挽变换器。这些变换器的结构都较为复杂。因此，根据课题研究的基本要求和其他各方面综合考虑本系统采用方案一。2.2.2 MOSEFT驱动电路方案方案一：用驱动性能优良的集成芯片IR2110，自举悬浮驱动电源大大简化了驱动电源的设计。同时，采用集成芯片设计电路可以大大减小电路设计的复杂度并且极大地提高驱动电路的可靠性。方案二：用模拟器件搭建MOSFET驱动电路，相比集成芯片设计时电路复杂难度增加，通过选择合适的电阻，可以达到很低的功耗，给MOSFET的驱动电压峰值会受到限制，输入和输出电流也受到限制。综合方案一和方案二本系统采用方案一。2.2.3 单片机选择方案方案一：选一般常用的51单片机，51单片机虽然能产生PWM波，但是频率太低不能满足题目要求，需要设计外部PWM波产生电路。方案二：选低功耗的MSP430单片机，由于MSP430本身的低功耗而系统的工作电流比较大，430单片机的隔离将会使系统的硬件设计难度增加。方案三：选AVR系列的单片机，这类单片机可以产生多路较高频率的PWM信号，同时，自身的驱动能力强，相比MSP430单片机，使用更加灵活方便，且适合于大功率工作场合。综合上面的考虑本系统选择AVR128单片机。2.2.4检测采样方案方案一：将已知阻值的康铜丝串在回路中，通过把康铜丝两端压降经过集成运放放大后的信号送入单片机内部进行AD采样，从而测得到各支路电路的电流值。电压的检测方法是在负载两端并联大电阻，该电阻由两个阻值约为3的电阻串联实现，用测电流相似的方法测出较小电阻的两端压降并放大后送往单片机，由单片机内部AD进行采样。方案二：检测方法与方案一完全相同，只是采样的时候使用外部AD。方案三：用直流电流、电压互感器。将三种法案比较，用单片机内部AD采样对软件要求比外部AD采样要求要高，但是此种方案可以减少芯片的使用可以提高系统的效率，并且采样的过程中还可以运用单片机本身对采样信号进行滤波，同时还可以降低系统本身的制作成本。方案三大大增加了系统的设计成本。因此，本系统选择方案二。2.2.5系统框图经过系统各个主要模块的方案论证得出本系统的系统框图图2.4 系统框图3 硬件电路设计对于本系统硬件电路的设计主要分为以下几个方面：1、 变压整流滤波电路2、 DC/DC模块3、 采样反馈电路4、 保护电路。下面就各个部分的设计做具体分析与参数的计算。3.1变压整流滤波电路本电路模块主要采用单相不可控桥式整流电路和无源滤波器来实现。其设计原理图如图3.1所示。图3.1 变压整流滤波电路由相关的电力电子技术知识可以知道，整流二极管承受的最大正向电压和反向电压分别为和（其中为变压器次级绕组的输出电压）。在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，在一个周期内，整流电压波形脉动2次，变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零。所以不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率也高。整流电压的平均值为 （3-1）由于此处用的是不可控整流，所以。所以整流电压平均值为 （3-2）向负载输出的直流平均电流值为 （3-3）本设计中还在直流电压的输出侧串联了平波电抗器，串联这个电抗器的主要目的是用来减少电流的脉动，同时还可以起到滤波的作用。在变压器降压前级设计了一个由T1、C1、C7、C9、C10组成的类似型的滤波器。T1左右两侧的电感线圈匝数是相同的，在电路正常工作时，电感线圈中时不会出现感应电动势的。T1电感线圈对直流量没有影响，但是对高频信号起到滤波作用。本电路设计的最大特点是在每个整流二极管的两端并联了一个瓷片电容C2、C3、C4、C5。这4个电容的主要作用是保护整流二极管。因为在开关S1刚闭合时，如果没有加这几个电容，流过整流二极管的冲击电流会很大，可能会超过二极管的最大承受电流值，导致整流二极管烧毁；如果加了这几个电容，冲击电流会先给电容充电，从而起到保护整流二极管的作用。电路中还有一个重要的部分就是无源滤波器的设计。无源滤波器电路结构简单，重要的是各个元器件的选择。这里元器件的选择包括电容材料的选择和容值大小的选择，以及电感磁芯材料的选择和电感值得选择。开关电源EMC设计中常用的磁性材料主要是 铁氧体、磁粉心、非晶态合金等软磁材料。对其一般有共同的要求：磁导率要高；有很小的矫顽力和狭窄的磁滞回线；电阻率要高；具有较高 的饱和磁感应强度。共模扼流圈一般在铁氧体上绕制。因为铁氧体 的导磁率很高，可以获得很大的电感量，而由于共模 扼流圈的特殊绕制方法，没有磁芯饱和的危险。差模扼流圈一般在铁粉磁芯上绕制。这种磁芯不易发生 饱和，但是磁导率较低。有时为了避免磁芯饱和，差模扼流圈在磁路开放的磁芯上绕制，通过减小磁芯中的磁通密度来避免饱和。这时要注意，电感也是一个非常高效的磁场接收器件，会将周围的干扰收集到电感上，形成新的干扰，必要时可以采取屏蔽措施。共模扼流圈能滤除低频噪声。一般来说，电感值越大，对低频(1 MHz以下)段传导干扰的抑制效 果越明显。对于锰锌铁氧体磁芯，增大电感量以后，1 MHz以下的干扰水平明显降低；尤其在0.10.7MHz频段内，干扰水平下降了20dB。比较后可看出，应根据所要滤除噪声的频率下限选取扼流圈的电感值。共模扼流圈能滤除低频噪声，但电感值越大，插入损耗也越大4。跨接电容Cx越大，插入损耗也越大；即使在滤除差模噪声的时候，通路中的旁路电容也要滤除高频噪声，因此要用残余电感小的电容。在用电容抑制电磁干扰时，最容易忽视的问题就是电容引线对滤波效果的影响。利用电容器的容抗与频率成反比这一特性，将电容并联在信号线与地线之间，可起到对高频噪声的旁路作用。电容的谐振频率由等效电感(ESL)和C共同决定。电容值或电感值越大，则谐振频率越低，电容的高频滤波效果越差。ESL除了与电容器的种类有关外，电容的引线长度是一个十分重要的参数：引线越长，则电感越大，电容的谐振频率也越低。因此在实际工程中，要使电容器的引线尽量短。提高电容器对高频干扰旁路效果的方法是减小引线串联电感：一方面选择电感小的电容种类，另一方面在安装电容时要使电容的引线尽量短，这也包括线路板上可以等效到电容引线上的轨线长度。陶瓷电容器是理想的射频滤波电容，其表面安装的独石电容虽然不是专门的干扰滤波器件，但由于它没有引线 而具有良好的高频特性，适合射频滤波应用。所以此处无源滤波器的参数为：C1=C7=0.1uf、C9=C10=1uf、C6=C8=0.1uf、C11=C12=470uf、C13=C14=47uf、L1=L2=1mH。其中瓷片电容C1、C7、C9、C10、C6、C8容值较小起滤除低频谐波的作用，电解电容C11、C12、C13、C14容值较大起滤除高次谐波的作用。3.2辅助电源的设计辅助电源主要是给单片机、驱动电路的芯片、采样电路的芯片、保护电路的芯片供电的。由于开关电源工作时会产生很大的高频干扰，所以给单片机的供电电源要相当的稳定，并且谐波成分尽量的少，处于这方面的考虑本研究中选用常用的线性稳压管来实现。这样设计电路结构简单，并且可靠性高。电路原理图如图3.2所示图3.2 辅助电源电路原理图采用7815、7812、7805三级串联稳压，这样可以得到不同的电压等级，给驱动电路芯片如I开关管驱动芯片IR2110，高速光藕芯片6N137等其他电路的芯片供电。为了防止电路故障时因电流反流而烧毁芯片，在各稳压管的输入端和输出端反并联了一个二极管。3.3 Buck电路参数选择原理和计算3.3.1参数选择原理在Buck电路中的电感L和电容C组成低通滤波器，此滤波器的设计原则是，使输出电压的直流分量可以通过，抑制输出电压的开关频率及其谐波分量通过。但是，构建一个能够让直流分量通过而且完全滤除开关频率及其谐波分量的完美的滤波器是不可能的，所以，在输出中至少有一小部分是由于开关产生的高频谐波16。因此，输出电压波形事实上如图3.2所示，可以表达为 （3-4）图3.2 输出电压波形所以实际的输出电压由所需要的直流分量加少量的交流分量所组成，交流分量由低通滤波器未能完全衰减的开关谐波所产生。由于直流变换器的作用使产生所需的直流的输出，因此希望输出电压开关纹波应很小。所以，通常可以假设开关纹波的幅值远远小于直流分量，即 （3-5）因此，输出电压近似为直流分量，而忽略其小纹波成分，即 （3-6）上述近似称为小纹波近似，或称线性纹波近似，可大大简化变换器波形的分析。下面分析电感电流波形，进而得出电感的计算公式。通过电感电压波形的积分可以得到电感电流。开关在位置1时，电感在左侧与输入电压相连，电路简化为下图3.3（a）。电感电压为 （3-7）（a） （b）图3.3 DC/DC原理图如上所述，输出电压为其直流分量加小的交流纹波成分。采用小纹波近似，式（3-6）中的用其直流分量代替，得到 （3-8）开关在位置1时，电感电压等于，如图3.3（b）所示。电感电压方程为 （3-9）在第一个子区间，由上式可以解得电感电流波形的斜率为 （3-10）由于开关在位置1时，电感电压近似为常量，因此电感电流的变化率也近似为常数，电感电流线性上升。当在第二个子区间，开关处于位置2时，电感的左端与参考地相连，简化电路如图3.3（b）所示。所以，在第二个子区间，电感电压为 （3-11）采用小纹波近似式（3-6）得到 （3-12）所以，当开关处于位置2时的电感电压为常量，如图3.3（b）所示。将式（3-12）代入式（3-9）中，得到电感电流的斜率为 （3-13）因此，在第二个子区间，电感电流的变化率为一负的常量。现在，电感电流的波形如下图所示，电感电流从初始值开始。在第一个子区间开关处于位置1时，电感电流以斜率上升。在时刻，开关转至位置2.然后电感电流以式（3-13）所给出的斜率下降。在时刻，开关转回位置1，以下过程重复。下面计算电感电流纹波。下图3.4所示，电感电流峰值等于其直流分量I加上峰值至平均值的纹波。此峰值电流不仅流过电感，而且流过半导体器件。当确定这些器件的参数时，需要知道峰值电流。图3.4 电感电流已知在第一个子区间中的电感电流流的斜率和第一个子区间的长度，可以计算其纹波幅值，的波形关于I对称，因此在第一个子区间中的电流上升（是纹波峰值，因此纹波峰值为）。所以的变化量=斜率子区间长度电感电流的纹波为 （3-14）的典型值是在满载时的直流分量I的10%20%。不希望太大，否则增大流过电感和半导体开关器件的电流峰值，从而将增加功率损耗和体积。可以通过选择合适的电感值来得到所希望的电流纹波。由式（3-14）得到 （3-15）通常式（3-15）被用来选择Buck变换器的电感值。把（3-16）式进一步转化得到 （3-16）其中为Buck电路最大占空比，为开关管的开关频率，为最大输出电流，为输入电压。3.3.2 电感值的计算因为开关频率对DC-DC电路变换的效率影响非常大。如果太高，可以使充电电感和滤波电容体积减小，但是充电电感的涡流损耗，磁滞损耗及其其他元件的分别参数的影响加大造成的其他元件损耗加大。如果太低，充电电感，滤波电容的体积太大，在保证充电电感量的前提下，线圈匝数真多，铜损耗加大。综合考虑各种因素，这里设计开关管的开关频率，则根据实际设计，可以求得震荡电阻为47K，震荡电容为1000pF。 对于最大占空比，选择（因为负载可变，输出电压也是可变的，所以这里选取的最大占空比，使负载可变范围加大），而最大输出电流，从而可以得到3.3.3 滤波电容的计算而关于滤波电容的选择，电容需要滤掉主要的开关纹波，选择电容C足够大，以使开关频率时的电容值阻抗远小于负载阻抗R，因此几乎所有的电感电流纹波流经电容，而流经负载电阻阻抗R的纹波非常小，电容电流波形等于电感电流波形去掉直流成分后的交流成分。输出滤波电容的选取决定了输出纹波电压，纹波电压与电容的等效的串联电阻ESR有关，电容的纹波电流要大于电路中的纹波电流。这里选取两个470uf/16V的电容并联，这样就可以降低了等效的串联电阻。3.3.4开关管的选择和开关管保护电路设计对于Buck电路，通过对电路的理想工作状态(器件均为理想 器件，开关管快速导通截止，导通时压降为0，输出电压纹波忽略不计)进行分析，可得出此电路中，晶体管上的峰值电压即为输入电压Vs，峰值电流 （3-17）其中，在临界状态下，为开关管V的接通时间占空比， T为开关周期。通过这个电路可以看出，开关管是变换器电路中的关键器件之一，在开关电源的设计中，经常使用的开关管是MOSFET和IGBT，小功率变换器上也延 续使用双极型晶体管，下面重点对MOSFET和IGBT的参数特性进行介绍。功率比较小的单管变换器的主开关通常采用 MOSFET，其优点是电压型控制，所需要的驱动功率低，低电压器件中MOSFET的开关速度是最佳的。MOSFET主要有以下几个参数：漏源击穿电压，这个电压决定了器件的最低额定电压；最大漏极电流，决定了管子的额定电流，主要决定于沟道宽度；阈值电压，应用中常将漏极上的负载短接条件下漏极电流等于1 mA时的栅极电压定义为阈值电压，这个值可以通过改动管子的制造工艺而调整，当环境噪声较低时，可以选用阈值电压较低的管子以降低所需要的输入驱动信号电压，而环境噪声较高时可选用阈值电压较高的管子以提高抗干扰能力，阈值电压一般在15 V5 V之间并随着结温的升高略有下降；导通电阻，这是一个非常重要的参数，决定了输出电压和自身的损耗。导通电阻越小的器件，制作的开关电源效率越高；最高工作频率，在漏源电压的作用下，电子从源区通过沟道到漏区是需要一定时间的，当控制信号的周期与此时间相当时，电子就来不及跟随信号变化，这个信号的频率就是MOSFET的最高工作频率；开关速度，MOSFET的这个参数是低电压器件中最佳的；极间电容，这是影响器件开关频率的主要因素。在这些参数中，MOSFET的耐压值和其导通电阻是相关联的，随着耐压值的增加，导通电阻也随之增加，MOSFET的耐压水平由芯片的电阻率和厚度决定，而MOSFET是多数载流子导电器件，芯片电阻率直接影响器件的导通电阻，通常MOSFET的导通电阻随耐压的2426次方增加，如1000 V耐压是3O V耐压的333倍，而同样大的芯片的导通电阻将变为大约64倍，这也直接限制了MOSFET在高反压器件中的应用。如果想保持导通电阻基本不变就需要更大的管芯面积，就需要增加封装尺寸。如TO220封装的耐压为400 V的IRF740的导通电阻为055 Q，而电阻相近的耐压为500 V的IRF450(导通电阻04 Q)则需要TO207封装，尺寸增加将近一倍。以TO220封装的IRF系列为例，IRF640，IRF740，IRF840的耐压分别为200 V，400 V，500 V，导通电阻为018 Q，055 12，0812；25时的额定电流为28 A，l8 A，l0 A。在一般的应用中，MOSFET的开关速度实际上是受驱动电路的驱动能力影响的，极少会出现驱动电路的驱动能力过剩而MOSFET 的速度或自身特性限制了开关速度。而同一系列的开关管，新品对驱动电路的驱动能力的要求一般会明显降低。因此，在选择主开关时，尽可能的选择新品，驱动能力的要求较低，开关速度较快。IGBT在结构上与MOSFET类似，栅极、集电极与MOSFET完全相似，只是多了一个P+层，控制时有MOSFET的特点，导通时具有双极型晶体管的特点，IGBT的特性是开通时压降小(1000 V 的管子只有23 V，相对于MOSFET较小)，关断时漏电流很小，与场效应管相当，正局部取代大功率晶体管和一些MOSFET的应用领域6。开关管耐压的选择，由于主开关的双极型晶体管、MOSFET、IGBT的性能均随耐压的上升而下降，因此在选择耐压时并非越高越好，而是适可而止。合理的选择主开关管的额定电压直接影响着变换器的性能。通过了解主开关的电压波形就可以比较准确地预计出主开关的电压峰值。影响主开关电压的最主要因素是占空比，其原因是根据变压器和电感的磁通复位原则，开关管的导通时间与电源电压积应不大于开关管的关断时间与复位电压的乘积。占空比越大，开关管的关断时间越短，需要的复位电压越高。对于不同的电路拓扑和不同的控制方式，要求开关管的额定电压将不同。其输入不同的电压条件下，开关管的额定电压与电路拓扑和控制方式的关系如下：(1)交流市电不带有PFC(功率因数校正)功能。 桥式变换器：40050o V； 推挽式变换器：800900 V； 单端正反激变换器：600700 V； 单端正激变换器带有有源箝位：600 V。 (2)交流市电带有PFC功能。 桥式变换器：500600 V； 推挽式变换器：9001000 V； 单端正反激变换器：800 V； 单端正激变换器带有有源箝位：600 V。 (3)直流48 V电压系统(3575 V)； 桥式变换器：8O V； 推挽式变换器：200 V； 单端正反激变换器：200 V。综合实际工程需要本课题选择的功率开关器件为IRF530。当开关管两端出现反偏电压就有可能烧毁开关管，所以要设计开关管保护电路如下16图3.5 开关管保护电路当开关管出现反偏电压时，反偏电压给C1充电，电流流经R2、D1，对开关管V起到保护。3.4驱动电路的设计驱动电路的核心器件是开关管驱动芯片IR2110，其电路原理图如下图3.6 驱动电路IR2110是驱动性能优良的集成芯片。他的自举悬浮驱动电源可以同时驱动同一桥的上下两个开关器件，驱动电压高达500V，工作频率500kHz，并具有电源欠压保护关断逻辑。芯片还有一个封锁两路输出的保护段SD，在SD输入高电平时，路输出均被封锁。IR2110的这些优点给设计带来了极大的方便，特别是自举悬浮驱动电源大大简化了驱动电源的设计。IR2110的自举电容的选择应满足下式 （3-18）式中为开关管的栅极电荷。这里选择的关管是IRF530，其值为，。所以，由上式可得： （3-19）为了能快速有效的自举本系统选择瓷片电容,其大小为。3.5采样电路设计电流检测采用串联电阻的方法，串联的电阻选择阻值随温度变化较小的康铜丝。由于康铜丝的阻值比较小所以获取的采样电压很小，必须经过放大电路后送入单片机进行采样。此处的放大电路采用求差电路，除了可以放大康铜丝两端的电压信号外，还可以解决单片机AD采样时的“共地”问题。采样电路中的运放选择的是NE5534，该运放为双电源供电的，但是在单电源供电的情况下也能正常工作。并且在调试电路的时候比用单电源供电的运放如LM741说调节的精度要高些。电路原理图如下图3.7电流采样电路路电压采样电路和电流采样电路基本相似，只是将串联在电路中的康铜丝换成与负载并联的大电阻，这个电阻有两个电阻串联而成，一大一小，比值约为。3.6保护电路的设计保护电路采用固态继电器进行设计，当电路出现过流和过压时通过单片机控制继电器的开关来实现主电路的通断和自动恢复。为了减少系统的损耗，保护电路中的固态继电器选择的是常闭型的继电器943-1C-6DS，该继电器的工作电压为12V，是本课题设计的辅助电源能输出的，减少了电路的设计。电路原理图如下图3.8 保护电路原理图 本课题设计中所有与单片机相连的信号都通过高速光耦6N137进行隔离，采样电路输入单片机的信号除外。光耦在设计中的运用可以对单片机起到很大的保护作用，即使后级电路发生故障也不会引起控制核心器件AVR128的烧毁。4 软件部分设计4.1 AVR128简介AVR单片机废除机器周期，采用RISC，以字为指令长度单位，取指周期短，可预取指令，实现流水作业，可高速执行指令。有高可靠性为后盾。AVR单片机在软/硬件开销、速度、性能和成本多方面取得优化平衡，是高性价比的单片机。内嵌高质量的 Flash程序存储器，擦写方便，支持ISP和IAP，便于产品 的调试、开发、生产、更新。I/O端口资源灵活、功能强大。单片机内具备多种独立的时钟分频器。高波特率的可靠通信。包括多种电路，可增强嵌入式系统的可靠性，电路：自动上电复位、看门狗、掉电检测，多个复位源等具有多种省电休眠模式、宽电压运行（2.75V），抗干扰能力强，可降低一般8位机中的软件抗干扰设计的工作量和硬件的使用量。集成多种器件和多种功能，充分体现了单片机技术向片上系统SOC的发展方向过渡。本课题的软件是在AVR128的环境下实现的。软件部分主要包括PWM波的产生，AD采样，PWM波占空比的调节，保护电路的程序。这样就可以得到整个系统的总流程图图4.5 程序系统流程图在系统初始化完成后，给TCCR1A和TCCR1B等寄存器进行赋值和相关的设定，使单片机输出PWM波，在PWM波的作用下DC/DC模块工作，通过对ADCSRA、ADEN等寄存器的设置得到AD采样值。有单片机运算和判定和给出Uo的调节和保护输出I/O口的输出状态。4.2 PWM波的产生快速PWM波的产生，快速PWM 模式(WGM01:0 = 3) 可用来产生高频的PWM 波形。快速PWM 模式与其他PWM模式的不同之处是其三角波工作方式( 其他PWM方式为等腰三角形方式) 。计数器从BOTTOM计到MAX，然后立即回到 BOTTOM重新开始。对于普通的比较输出模式，输出比较引脚OC0在TCNT0与OCR0 匹配时清零，在BOTTOM时置位；对于反向比较输出模式，OC0的动作正好相反。由于使用了单边斜波模式，快速PWM 模式的工作频率比使用双斜波的相位修正PWM 模式高一倍。工作于快速PWM模式时，计数器的数值一直增加到MAX，然后在后面的一个时钟周期清零。具体的时序图图5.1。图中柱状的 TCNT0表示这是单边斜波操作。方框图同时包含了普通的PWM输出以及方向PWM 输出。TCNT0斜波上的短水平线表示OCR0和TCNT0的匹配比较。计时器数值达到Max 时T/C 溢出标志TOV0 置位。如果中断使能，中断例程可用来更新比较值。工作于快速PWM 模式时，比较单元可以在 OC0引脚上输出PWM 波形。设置 COM01:0为2可以产生普通的PWM 信号；为3则可以产生反向PWM 波形。要想真正输出信号还必须将 OC0的数据方向设置为输出。产生PWM波形的机理是OC0寄存器在OCR0 与TCNT0 匹配时置位( 或清零) ，以及在计数器清零( 从MAX变为BOTTOM) 的那一个定时器时钟周期清零( 或置位) 。输出的PWM 频率可以通过如下公式计算得到： （4-1）变量N 代表分频因子(1 、8 、32、64、128 、256 或1024) 。OCR0 寄存器为极限值时表示快速PWM模式的一些特殊情况。若OCR0 等于BOTTOM，输出为出现在第MAX+1个定时器时钟周期的窄脉冲；OCR0 为MAX时，根据COM01:0的设定，输出恒为高电平或低电平。通过设定OC0在比较匹配时进行逻辑电平取反(COM01:0 = 1) ，可以得到占空比为50%的周期信号。信号的最高频率为，此时OCR0 为0 。这个特性类似于CTC模式下的OC0取反操作，不同之处在于快速PWM 模式具有双缓冲。图4.1 快速PWM时序图 相位修正PWM 模式(WGM01:0 = 1) 为用户提供了一个获得高精度相位修正PWM 波形的方法。此模式基于双斜线操作。计时器重复地从BOTTOM计到MAX，然后又从MAX倒退回到BOTTOM。在一般的比较输出模式下，当计时器往MAX计数时若发生了TCNT0于OCR0 的匹配，OC0将清零为低电平；而在计时器往BOTTOM计数时若发生了TCNT0于OCR0 的匹配，OC0将置位为高电平。工作于反向输出比较时则正好相反。与单斜线操作相比，双斜线操作可获得的最大频率要小。但由于其对称的特性，十分适合于电机控制。相位修正PWM 模式的PWM 精度固定为8比特。计时器不断地累加直到 Max ，然后开始减计数。在一个定时器时钟周期里TCNT0的值等于MAX。时序图可参见图4.2。图中TCNT0的数值用柱状图表示，以说明双斜线操作。本图同时说明了普通PWM输出和反向PWM 的输出。TCNT0斜线上的小横条表示OCR0 和TCNT0的匹配。当计时器达到BOTTOM时T/C 溢出标志位TOV0 置位。此标志位可用来产生中断。工作于相位修正PWM 模式时，比较单元可以在 OC0引脚产生PWM 波形：将 COM01:0设置为2产生普通相位的PWM，设 置 COM01:0为3产生反向PWM信号。实际的OC0数值只有在端口设置为输出时才可以在引脚上出现。OCR0和TCNT0比较匹配发生时OC0寄存器将产生相应的清零或置位操作，从而产生PWM 波形。工作于相位修正模式时PWM 频率可由下式公式获得： （4-2）变量N 表示预分频因子(1 、8、32、64、128 、256 或1024) 。图4.2 相位修正PWM时序图 OCR0寄存器处于极值代表了相位修正PWM模式的一些特殊情况。在普通PWM模式下，若OCR0等于BOTTOM，输出一直保持为低电平；若OCR0等于MAX，则输出保持为高电平。反向PWM模式则正好相反。图4.2中的第二个时钟周期中，即使没有比较匹配， OCn电平也会由高变低。这样保证关于BOTTOM对称。在以下两种情况下没有比较匹配时电平发生变化，如图4.2中OCR0A值由MAX改变。降序比较匹配时，当OCR0A值为MAX，OCn引脚的值也一样；为保证关于BOTTOM对称，在升序比较匹配时，OCn值为MAX时电平变化。定时器开始计数的值大于OCR0A中的值，因此少一次比较匹配，且在达到上限时OCn改变。相位和频率修正PWM模式，相位与频率修正PWM 模式(WGMn3:0 = 8或9)以下简称相频修正 PWM 模式可以产生高精度的、相位与频率都准确的 PWM 波形。与相位修正模式类似，相频修正 PWM 模式基于双斜坡操作。计时器重复地从 BOTTOM 计到TOP，然后又从TOP倒退回到BOTTOM。在一般的比较输出模式下，当计时器往TOP计数时若TCNTn与OCRnx匹配，OCnx将清零为低电平；而在计时器往BOTTOM计数时TCNTn与OCRnx匹配，OCnx将置位为高电平。工作于反向输出比较时则正好相反。与单斜坡操作相比，双斜坡操作可获得的最大频率要小。但其对称特性十分适合于电机控制。相频修正修正PWM 模式与相位修正PWM 模式的主要区别在于OCRnx寄存器的更新时间。相频修正修正PWM 模式的PWM 分辨率可由ICRn或OCRnA定义。最小分辨率为2比特(ICRn或OCRnA设为0x0003) ，最大分辨率为16位(ICRn 或OCRnA设为MAX)。输出的PWM 频率可以通过如下公式计算得到： （4-3）AVR单片机还有其他的PWM波产生方式，基于本设计的需要，输出的占空比需要是可调的，但是快速PWM模式占空比是固定的所以不合适，而相频修正PWM模式又加大了软件设计工作量，所以本系统用相位修正PWM模式就可以了。PWM波程序流程图如下图4.3 PWM波产生程序流程图TCCR