鲁棒直流调速系统.doc

鲁棒反馈稳定化的极限环的PWM片直流-直流转换器1999年1月29日(接收;接受:5月17日的2001年)摘要局部的反馈镇定带极限环的PWMDC-DC转换器被认为是近年来发展起来通用的采样模型。本文重点介绍了转换器的名义的操作条件下,由于高背压条件下已经失去了稳定操作。所以适用于稳定的命名周期性的运行环境。此外,同样的方法也可以用来稳定其他极限环的存在,例如那些运动轨迹。提出两个反馈镇定问题,提出和研究了方案细节。第一个稳定的技术是使用参考电压源补偿，第二应用动态斜坡补偿。两者使用离散后的过滤器,以确保极限环大小和形状极限环。确保沃曲滤波器称操作部门不受控制,而不需要精确的了解极限环。关键词:电源转换器,控制混沌控制,稳定性、极限环。1。介绍PWM片直流-直流转换器(PWM)开关广泛应用于工业和消费产品。这些转换器是一种下运作而设计,在一个稳定的时尚。然而,在高需求应用他们可能会被迫操作在关闭的设计条件,在这种情况下的稳定性可能会失去。一个例子就是这样的一种环境就是一个大扰动分布式电源系统可能发生的地方。摘要本研究的目的在于发展新的加固技术等对PWM片直流-直流转换器,可以用来确保稳定在一个高背压条件。新的稳定方案模型的基础上采用了一般非线性采样最近开发的作者7、8。两种离散时间洗出滤波方案帮助稳定的影响,提出了在开发纸:参考电压源补偿和动态斜坡补偿。转炉操作的非线性性质暗示了操作条件的变化作为参数是不同的。1消退的过滤器使用为了不改变其稳定极限环。在一个非线性失稳系统一般的愿望与发生分岔的命名的运行环境。发现在分支在PWM片直流-直流转换器是倍周期分支图(谐波不稳定)5、6、9、18,承受节点分支7碰撞边界分支3和其它分支11 本文没有详细地研究这些分支,而是着重通过稳定的去除分岔解枝的参数范围内的兴趣。几个以前的作品已经处理稳定标称周期解的PWM电源转换器立即跟随一分岔2、4、15 - 17)。在文献2的基础上,针对方法,15 - 17(类似于针对OGY方法14)使用。图1。PWM整流器框图模型运行在连续传导模式极限环是需要知道的。在4,时滞反馈的方法是使用。目前的研究工作的贡献在于发展新的稳定方案,是综合的、适用面广。提出了在稳定方案的鲁棒性,一个额外的好处是在这个意义上说,标称操作部门保存下来,而不需要精确的了解极限环。2。PWM变换器模型的一般采样在这部分,总结讨论了PWM变换器建模的采样7、8的算法。这包括一个总体框图模型以及相关的非线性和线性化的采样系统的模型。一般框图模型适用于巴克,提高,Cuk之转换器。一个框图的PWM变频器在模型12连续导电模式如图1所示。在这个图里,A1、A2 RNN、B1、B2RN2、C、E1,E2N、和D R12R1是恒常的矩阵,x、yRN R是国家和反馈信号分别和N是国家赋予的维数,典型的能源储存元素在转换器。源电压是vs)中,输出的电压是签证官。虚拟现实是指那些数学符号的参考信号,可以是一个电压或电流的参考。虚拟现实的参考信号的允许是时变的,虽然它是常数在大多数应用程序。该模型适用于本许可证图1是双方对电压模式控制(12)和电流模式控制(12)。信号h(t)是一个倾斜坡道与h(0) = Vl and h(T) = Vh。它是用来塑造出倾斜补偿坡道在当前模式控制。时钟具有相同频率f = 1 / T的斜坡。这个频率是所谓的开关频率。在一个时钟周期,这两个人之间的动态转换阶段S1和S2。该系统处于S1后立即进行,一个时钟脉冲的时候在瞬间转换到S2 y(t)= h(t)。图2说明了信号波形的情况下电压模式下的控制。在稳定的极限环PWM片直流-直流转换器图2。下一个PWM整流器波形电压模式下的控制考虑周期tnt,(n + 1)T)。把u =(vs,vr)_R21为内循环,并表示它的价值,由un = (vsn, vrn)_. Let xn = x(nT )和von = vo(nT ).表示在周期的开关瞬间当y(t),而h(t)相交。然后,系统在图1中有以下的采样系统的动态:图3。稳定的参考电压源(vr)补偿3。离散时间滤波器辅助稳定的方案 可能存在不稳定周期轨道(UPOs)具有不同的时期,PWM整流器的不稳定。在这里我们展示了稳定T周期轨道的意义。类似的研究方法可应用于一般nT 轨道周期稳定。我们通过一个例子来说明这(n = 2)在第四部分。从图1,反馈镇定问题,就可以实现,通过调整与虚拟现实、h(t)(即y)。一般来说,大变化与经历,因此是候选人作为控制变量。在这一节中,反馈镇定的获得是通过调整虚拟现实或h(t)。3.1。洗出滤波辅助参考电压源(vr)补偿在第一个稳定方案、vr更新时钟时间。它是vrn =(Vr)表示,在vrn +Vr是其额定电压的参考价值。该系统图如图3。提出了一种基于离散的洗出滤波辅助控制器wnR是在哪里洗出滤波的状态,K1N,K2R1R是反馈所得,K2 = 0。从方程(六)、(七) vrn = 0 (亦即vrn = Vr)在稳态下。因此原不动点xn= x0(0)在系统(1)、(2)被保存了下来,而不需要精确的知识的x0(0)或极限环x0(t)。图4。通过动态斜坡稳定补偿4。举的例子 稳定方案讨论在上一节中被应用到两个混沌电路5、9。电路的混沌的方式稳定,它是单周期模式或双周期模式图5。例如1.mode系统原理图。这些矩阵可以修改同样的,如果考虑寄生电阻。借助分支图的电路被显示在图6。该电路混沌为Vs = 34.66 V9。这里演示了系统稳定的利用洗出滤波辅助参考电压源或动态斜坡补偿。图6。借助分岔图在图5为电路图7 .稳定的巴克转换器在图5中使用洗出滤波辅助参考电压源赔偿;控制打开在t =0.0048Aa）稳定的单周期模式使用洗出滤波辅助参考电压源补偿。使用虚拟现实作为控制变量和分配所有的闭环特征值为0。这是实现反馈收益,K1 =(1.66220.4655) 和K2= 0.2403。图7显示控制律的有效性。原来系统显得杂乱无章。当控制方案应用在t = 0.0048中的混沌运动轨迹是一个单周期循环周期稳定轨道。稳定单周期轨道被显示在图8。图8 .在period-one轨道稳定状态矢量空间34.66 Vs = V。(b)稳定单循环模式使用洗出滤波辅助动态斜坡补偿。滤波器的有效性辅助动态斜坡补偿后的稳定,并举例说明了周期轨道如图9。使用反馈收益在上图中是K1 =(21.48096.0160)和K2 = 0.2403,使所有的闭环特征值在0。相似的结果(vr)作为控制变量,采用周期解是稳定在围绕着三个开关周期,那里的斜坡坡度动态改变。一旦周期解,坡道边坡稳定,名义上是相同的斜坡。图10借助分岔图显示相同的反馈收益。图6哪里比较稳定工作范围是一个电压源的Vs = 24.5 V,稳定工作范围的源电压现在以外延长图35v还表明,相同的稳定方案可应用于电压变化范围广泛的来源,而不只是一个单一的价值之源的电压。(c) 稳定单循环模式使用洗出滤波辅助参考电压源补偿。一般开关转换器是一种能够在单循环设计模式,没有任何更高的周期模式。众所周知,一个混沌系统有无穷多个周期解的不稳定的混沌轨道嵌入在13。显示的柔性控制方法稳定系数的方法,论证了双循环轨道的下一个。类似于稳定的单循环动力学模式,双循环可以衍生和线性化。洗出滤波辅助参考电压源补偿被使用。所有的闭环极点被分配到零使用反馈收益K1 = (0.006616,0.59) 和K2 =0.23426. 抽样频率为反馈镇定问题,在这种情况下是一半的开关频率。仿真显示稳定的双循环轨道图11,给出了稳定双循环轨道,如图11图9 .稳定的巴克转换器在图5中使用洗出滤波辅助动态斜坡补偿;控制打开在t=0.032图10。借助分岔图例如1使用洗出滤波辅助动态斜坡补偿,显示出稳定运行和广泛的图11。在双循环轨道稳定状态矢量空间Vs=34.66v5。作为结束语当地的反馈镇定的极限环的PWMDC-DC转换器在关闭设计操作进行了研究。提出了两种方案:参考电压源补偿和动态斜坡补偿,两者通过后实施的过滤器。动态斜坡,不同于传统的前馈坡道、做出的反应状态反馈稳定系统。这些技术被用来稳定标称极限环(从而扩大经营