数字通信第六章.ppt

第6章数字信号的频带传输 6 1二进制幅移键控 2ASK 6 2二进制频移键控 2FSK 6 3二进制相移键控 2PSK 6 4正交幅度调制 QAM 6 5多相调制6 6各种调制方式的信道频带利用率比较6 7数字调幅调相 数字频带传输又称数字调制传输 它主要适用于带通型信道的数字信号传输 带通型信道不适合于直接传输基带信号 需要对基带信号进行调制以实现频谱搬移使信号频带适合于信道带宽 频带传输系统与基带传输系统的区别在于频带传输系统在发送端增加了调制以实现信号的频带搬移 而在接收端增加了解调用以恢复基带信号 与模拟调制相似 用数字基带信号对载波进行调制以实现数字基带信号的频谱搬迁 这种调制又称为数字调制 在数字调制中也选择正弦 或余弦 信号作为载波 因为正弦信号形式简单 便于产生和接收 与正弦信号的幅度 频率 相位三种基本参量对应 数字调制也有幅移键控 ASK 频移键控 FSK 和相移键控 PSK 三种基本调制方式 当调制信号为二进制数字信号时 定义这种调制为二进制数字调制 常见的二进制数字调制方式有二进制幅移键控 2ASK 二进制频移键控 2FSK 以及二进制相移键控 2PSK 6 1二进制幅移键控 2ASK 6 1 12ASK信号的调制与解调数字调制信号是由二进制符号 组成的序列 载波在二进制信号 或 的控制下分别进行通或断 这种二进制幅移键控方式称为开关键控 OOK 方式 它是2ASK的一种常用方式 其时域表达式为 6 1 其中 s t 为二进制数字调制信号 c为载波角频率 e t 为2ASK已调波 幅移键控调制原理的一般模型如图6 1所示 图6 1数字调幅基本模型 图6 1是数字调幅系统基本模型 这里的调制信号是数字基带序列 图中的调制器本质上就是一个乘法器 如图6 2所示 对于二进制数字信号调幅有两种情况 一是调制信号为单极性脉冲序列 其调制信号和已调ASK信号波形 另一种是调制信号为双极性脉冲序列 其调制信号和已调ASK信号波形 对于单极性的数字调制信号s t 可以写成s t 6 2 其中g t 为单极性脉冲波 an的取值是 图6 22ASK信号波形 ASK已调波的解调 可用非相干解调和相干解调两种方法 包络检波法是常用的一种非相干解调的方法 包络检波器往往是半波或者全波整流器 整流后通过低通滤波器滤波 平滑 即可获得原来基带信号f t 如图6 3所示 图6 3ASK的非相干解调 图6 4是2ASK的另一种解调方式 也就是相干解调 又称为同步解调 要实现相干解调 则需要在收端产生一个与发端同频同相的本地载波信号 利用本地相干载波与接收信号相乘 经低通滤波后 得到调制信号 然后经过定时判决 得到规整的数字脉冲信号 图6 4ASK的相干解调 6 1 22ASK调制波功率谱二进制数字调制信号是随机的无穷序列 由式 6 1 以及信号调制及变换理论 可得已调信号的功率谱密度为 f P 1 P 1 P 6 3 式 6 3 是ASK信号功率谱密度的一般表示式 示意图如图6 5所示 b 图6 52ASK信号的功率谱密度示意图 由图可知 2ASK功率谱有如下特点 1 2ASK信号的功率谱密度由连续谱和离散谱组成 其中连续谱部分是来自基带谱G f 的连续谱经调制后的双边带谱 而离散谱则由G f 中的离散谱分量来确定 2 由于2ASK信号的功率谱是双边带谱 所以 2ASK信号的带宽是基带信号带宽的两倍 图6 5 a 是单极性信号作调制信号时的功率谱 由于单极性信号中含有直流分量 即G 0 0 所以已调信号的功率谱中就含有 c的载波频率分量 图6 5 b 是由双极性信号作调制信号 由于双极性信号中不含有直流分量 即G 0 0 所以 已调信号的功率谱中就不含有 c的载波频率分量 称为抑制载频的双边带调制 6 2二进制频移键控 2FSK 所谓频移键控 FSK 就是用基带数字信号控制载波的频率 使载波的频率随基带信号的变化而变化 又称为数字调频 当传送 1 码时送出一个频率 传送 0 码时送出一个频率 且有 称为二元频移键控 2FSK 根据前后码元的载波相位是否连续 可分为相位不连续的频移键控和相位连续的频移键控 频移键控的原理图如图6 6 a 所示 基带信号1 0码控制两个载波信号和 相乘器是一个门电路 基带信号的 1 码和 0 码 0 码经过倒相器变换为 1 码 送给下面的相乘器 分别控制两个门电路就可获得FSK已调波 如图6 6 b 所示 a 频移键控方框图 b FSK方式波形图图6 6频移键控原理图 FSK信号可认为是由两个交替的ASK波形合成的 设两个载波频率分别为和 且 则有 设为中的 1 码序列 为中的 0 码序列 则FSK已调波可写成 或 6 4 式 6 4 是频移键控已调波的表示式 其第一项相当于基带信号 1 码键控的ASK信号 第二项相当于基带信号 0 码键控的另一个载波频率的ASK信号 因此2FSK信号可看作两2ASK信号之和 功率谱可分别计算再合成 若 1 和 0 码出现的概率相同 则可效仿ASK已调波的功率谱写出FSK已调波的功率谱 并可画出2FSK已调波的功率谱 如图6 7所示 图6 72FSK已调波的功率谱 图中假定两个载波频率之差 如果此频差较大时 功率谱出现双峰 频差较小时 小于数字调制信号速率 功率谱出现单峰 2FSK信号的功率谱密度也是由连续谱和离散谱构成 其中连续谱由两个双边带叠加而成 而离散谱出现在和的位置上 对于2FSK信号的带宽 不难得到B 2 6 5 令 称为移频指数 上式则为 B 2 fb 6 6 对2FSK调制方式则有如下结论 1 如果移频指数不是整数时 则功率谱密度中无离散谱 当 0 7时 大部分功率集中在2fb频带内 2 当较大时 大部分功率集中在 2 fb范围内 3 FSK方式是用频带携带信息 与幅度无关 故对加性干扰而言它的抗干扰性较好 而且容易实现 6 2 22FSK信号的产生和解调1 2FSK信号的产生由于2FSK信号可认为是两个2ASK信号之和 因此 2FSK信号的产生可用两个数字调幅信号相加的办法产生 如图6 8所示的就是相位不连续的2FSK信号产生的原理图 图6 8相位不连续的2FSK信号产生 相位连续的2FSK信号可通过电压控制振荡器来实现 下图示出了相位连续的2FSK信号的产生过程 其中图6 9 a 的频率稳定度和准确度较差 改进的方法是采用数字式调频器 如6 9 b 图所示 图6 9相位不连续的2FSK信号产生 2 2FSK信号的解调FSK信号的解调通常有两种方法 分路选通滤波非相干法和鉴频器法 用分路选通滤波器进行2FSK信号的非相干解调 当2FSK信号的频偏较大时 可以把2FSK信号当作两路不同载频的2ASK信号接收 为此 需要两个中心频率为和的带通滤波器 利用他们把代表 1 和代表 0 的信号分离开 得到两个2ASK信号 再经过振幅检波器得到两个解调电压 把这两个电压相减即可得到解调信号的输出 这种解调方式要求有较大的频偏指数 故这种解调方式频带利用率较低 如图6 10所示 a 分路滤波非相干解调器 b 限幅鉴频非相干解调器图6 102FSK信号非相干解调 6 2 3最小移频键控 MSK 连续相位的移频键控是在传统的频率调制技术基础上发展起来的一种调制方式 在连续相位的移频键控的基础上发展了最小移频键控的调制方式 即MSK方式 MSK方式在功率利用率和频带利用率上均优于2PSK MSK调制方式在移动通信等领域得到了很广泛的应用 最小移频键控MSK是相位连续的2FSK的一个特例 MSK又称快速移频键控FFSK 它的特点是以最小的调制指数 即 0 5 获得正交信号 按照调频指数的定义 应有 0 5 即 0 5 这时 两个频率差是最小的 且保持两个频率正交 6 3二进制相移键控 2PSK 6 3 1PSK信号及功率谱密度以基带数字信号控制载波的相位 使载波的相位随基带信号的变化而变化称为数字调相 又称相移键控 简写为PSK 相移键控分为绝对相移键控 PSK 和相对相移键控 DPSK 两种方式 相对相移键控又称为差分相移键控 按PSK的基本定义可画出数字信号与PSK信号的对应波形 如图6 11所示 图中 a 是二进制数字序列对应的脉冲信号 b 是载波信号 c 为二相制绝对相移键控信号 记为2PSK d 为初相为 相的相对相移键控 记为2DPSK e 为初相为0相的相对相移键控或称差分相移键控信号 记为2DPSK 图6 11PSK信号的波形 绝对相移键控信号的调制规则是 数字信号的 1 码对应于已调信号的 正弦波 相位 数字信号的 0 码对应于已调信号的180 余弦波 相位 或反之 这里的0 和180 是以未调载波的0 相位作参考相位的 相对相移键控信号的调制规则是 数字信号的 1 码使已调信号的相位变化180 相位 正弦变余弦或者余弦变正弦 数字信号的 0 码使已调信号的相位变化0 相位 不变 或反之 简单说就是 遇1变 遇0不变 这里的0 和180 的变化是相对于已调信号的前一码元的相位 或者说 这里的变化是以已调信号的前一码元相位作参考相位的 由图6 11所示相移键控信号波形可以看出 相移键控信号的每一个码元的波形 如果单独来看就是一个初始的数字调幅信号 如抑制载波的双边带调幅信号就是二相绝对调相信号 故可知 相移键控信号功率谱密度就是载波频率为的抑制载波的双边带谱 与抑制载波的2ASK功率谱相同 6 3 2二相制相移键控信号的产生和解调1 2PSK信号的产生和解调如前所述 2PSK信号与抑制载波的2ASK信号等效 因此 可以利用双极性基带信号通过乘法器与载波信号相乘得到2PSK信号 这是产生2PSK信号的一种方法 图6 12 a 给出的是一种用相位选择法产生2PSK信号的原理框图 如图所示 振荡器产生0 180 两种不同相位的载波 如输入基带信号为单极性脉冲 当输入高电位 1 码时 门电路1开通 输出相位载波 当输入为低电位时 经倒相电路可以使门电路2开通 输出180 相位载波 经合成电路输出即为2PSK信号 图6 122PSK信号的产生和解调 图6 12 b 为2PSK信号的解调电路原理框图 2PSK信号的解调需要用相干解调的方式 即需要恢复相干载波 由于2PSK信号中无载波频率分量 所以无法从接收的已调信号中直接提取相干载波 一般采用倍频 分频法 如图6 12 b 所示 将输入2PSK信号作全波整流 使整流后的信号中含有2频率的周期波 再利用窄带滤波器取出2频率的周期信号 再经2分频电路得到相干载波fc 最后经过相乘电路进行相干解调即可输出基带信号 这种2PSK信号的解调存在一个问题 即2分频器电路输出存在相位不定性或称相位模糊问题 如图6 13所示 当二分频器电路输出的相位为0 或180 不定时 相干解调的输出基带信号就会存在0或1倒相现象 这就是2PSK方式不能直接应用的原因所在 解决这一问题的方法就是采用2DPSK方式 图6 13二分频电路相位不定性示意 2 2DPSK信号的产生和解调我们知道PSK和DPSK均是相位变化来反映基带信号变化的情况 那么两者之间是否存在内在的联系呢 答案是肯定的 我们设an Dn分别表示绝对码序列和差分码序列 由于相对码是在绝对码的基础上变化而成的 其相应关系为 6 7 其中Dn 1为Dn的前移一位 也即在Dn的前面加上一位1或者0 不影响计算结果 假设基带数字序列为 10110 则其相对序列为 由此可知Dn 11011 由图6 14可见 只要将输入的基带数字序列变换成相对序列 即差分码序列 然后用相对序列去进行绝对调相 便可得到2DPSK信号 图6 14PSK和DPSK的内在联系图 图6 152DPSK信号的产生下面我们看看实际中的两种码变换电路 图6 16差分码变换电路 图6 16给出了两种码变换电路 图6 16 a 完成式 6 7 的运算 其中D触发器作一位移位寄存器 延迟一个码元的时间 即由DN得到DN 1 则an与DN 1模2加即可得DN 图6 16 b 是用一JK触发器实现码变换功能 当an为 1 时 JK触发器的JK输入端为高电位 定时脉冲使Q的状态翻转 当an为 0 时 JK端为低电位 Q状态不变 2DPSK的解调有两种方法 极性比较法和相位比较法 图6 17所示是极性比较法的实现原理框图 极性比较法是对2DPSK信号先进行2PSK解调 然后用码变换器将差分码变为绝对码 在进行2PSK解调时 可能会出现 1 0 倒相现象 但变换为绝对码后的码序列是唯一的 即与倒相无关 接收端码变换器的功能是完成Dn到Dn 1的变换 其变换电路如图6 18所示 由式 6 7 运算 应有 6 8 图6 172DPSK极性比较法解调 图6 18差分码 绝对码变换 图6 18电路可完成式 6 8 的运算 图中D1触发器的作用是延迟一个码元时间 定时脉冲的触发沿对准输入相对码的中间时刻 因为模2加电路的两个输入波形的变化沿是不对齐 所以用D2使输出绝对码为不归零码 2DPSK信号另一种解调方法是相位比较法 又称差分相干解调法 由于2DPSK信号的参考相位是相邻前一码元的载波相位 故解调时可直接比较前后码元载波的相位 从而直接得到相位差携带的数字信息 相位比较法解调的原理框图示于图6 19 解调过程的相应波形如图6 20所示 图6 19相位比较法解调的原理框图 如图所示 2DPSK信号分成两路 一路直接到乘法器 另一路经延迟一个码元的时间后作为相干载波也加于乘法器 当前后码元相位相同时 输出一个正极性脉冲 当前后码元相位相反时 输出负脉冲 再经低通 取样判决 倒相以及码形成电路形成输出码元 由图6 20可以看到 经输出的形成码元正确地解调出了原来的基带信号10110 这种解调方法电路实现较简单 但解调过程是以延迟一个码元的接收信号作为相干载波进行解调 这时相当于解调过程的噪声干扰较大 故一般应用于噪声干扰不大的场合 图6 20相位比较法解调过程 6 4正交幅度调制 QAM 6 4 1正交幅度调制信号的产生和解调我们知道2ASK信号的带宽是基带信号带宽的两倍 所以在传输速率不变的情况下 数字传输的频带利用率将降低50 也即传输的有效性降低 这显然是不好的 因此我们可以考虑采用一种更好的传输方式 既能满足调制又能使得有效性较高 所以提出了正交幅度调制 QAM QuadratureAmplitudeModulation 又称正交双边带调制 正交幅度调制的基本思想是将两路独立的基带波形分别对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制 所得到的两路已调信号叠加起来的过程 称为正交幅度调制 在QAM系统中 由于两路已调信号在相同的带宽内频谱正交 可以在同一频带内并行传输两路数字信息 因此 其频带利用率和单边带系统相同 QAM方式一般用于高速数字传输系统中 在QAM方式中 基带信号可以是二电平的 又可以为多电平的 若为多电平时 就构成多进制正交幅度调制 正交幅度调制信号产生和解调原理图如图6 21所示 输入数字序列经串 并变换得A B两路信号 如图中所示 A B两路信号通过低通后形成S1 t 和S2 t 两路独立的基带波形 它们都是无直流分量的双极性基带脉冲序列 输入信号经串 并转换过后分为A路和B路 各自经过低通后 A路的基带信号与载波相乘 形成抑制载波的双边带调幅信号 6 9 B路基带信号与载波cos 等于 相乘 形成另一路抑制载波的双边带调幅信号 6 10 图6 21正交幅度调制信号的产生和解调 于是两路合成的输出信号为e t 6 11 由于A路的调制载波与B路的调制载波相位相差 所以形成两路正交的频谱 故称为正交调幅 正交调幅系统的功率谱示意图如图6 22所示 图6 22正交调幅功率谱示意图 由图可以看出 这种调制方法的A B两路都是双边带调制 但两路信号同处于一个频段之中 所以可同时传输两路信号 下面我们看看正交幅度调制的频带利用率有何变化 根据公式可知 采用正交幅度调制以后 带宽B没有改变 对于每一路信号的传输速率fb也没有发生改变 但是由于在统一时间传输的路数变成了两路 总的fb变成了原来的两倍 故频带利用率是双边带调制的两倍 即与单边带方式或基带传输方式的频带利用率相同 正交幅度调制信号的解调必须采用相干解调方法 解调原理如图6 21所示 假定相干载波与信号载波完全同频同相 且假设信道无失真 带宽不限 无噪声 则两个解调乘法器的输出分别为 t 6 12 t 6 13 经低通滤波器滤除高次谐波分量 上 下两个支路的输出信号分别为 t 6 14 t 6 15 经判决合成后即为原数字序列 这样 就可以实现无失真的波形传输 通过正交幅度信号的调制和解调我们看到了其自身的优越性 它可以成功的在传输信号频带不增加的情况下 通过两路信号的正交来提高传输信号的有效性 而且正交幅度调制信号的产生和解调都相当简单 易于实现 6 4 2正交幅度调制信号的矢量关系对于QAM 我们把正交的两路信号的相位分别看成水平和垂直 如图6 23所示 图6 23正交幅度调制及其产生信号的矢量表示图 对正交幅度调制的A路的 1 码对应于载波的相位 A路的 0 码则对应于180 相位 而B路的载波与A路相差90 则B路的 1 码对应于90 相位 B路的 0 码对应于270 相位 A B两路调制输出经合成电路合成 则输出信号可有四种不同相位 各代表一组AB的组合 即AB二元码组 AB二元码共有四种组合 即00 01 11 10 这四种组合所对应的相位矢量关系如图6 24所示 图中所示的对应关系是按格雷码规则变换的 这种变换的优点是相邻判决相位的码组只有一个比特的差别 相位判决错误时只造成一个比特的误码 所以这种变换有利降低传输误码率 6 4 3正交幅度调制信号的星座图表示法上面我们是用矢量表示QAM信号 如果只画出矢量端点 则如图6 24所示 称为QAM的星座表示 因星座图上有四个星点 又称为4QAM 图6 24正交幅度调制信号的矢量图图6 2516QAM星座图 从星座图上很容易看出 A路的 1 码位于星座图的右侧 0 码在左侧 而B路的 1 码则在上侧 而 0 码在下侧 星座图上各信号点之间的距离越大抗误码能力越强 对前述讨论的4QAM方式是A B各路传送的是二电平码的情况 如果采用二路四电平码送到A B的调制器 就能更进一步提高频谱利用率 由于采用四电平基带信号 所以 每路在星座上有4个点 于是4 4 16 组成16个点的星座图 如图6 25所示 这种正交调幅称为16QAM 同理 将二路八电平码送到A B调制器 可得64点星座图 称为64QAM 更进一步还有256QAM等 从图6 24和图6 25我们可以看出 两路正交的信号电平数不同 得到的星点数也就不同 电平数越多 则星点数也就越多 那么他们之间到底是怎样一个关系呢 针对这个问题 现整理它们的关系见表6 1 表6 1星点数和电平数的关系 6 4 4正交幅度调制信号的频谱利用率QAM方式的主要特点是有较高的频谱利用率 现在来分析MQAM的频谱利用率 这里的M为星点数 设输入数字序列的比特率 即A和B两路的总比特率为 信道带宽为B 则频谱利用率为bit s Hz 6 16 由前述讨论可知 对MQAM系统 A B各路基带信号的电平数应是 如4QAM时每路的基带信号是二电平 对16QAM 则每路的基带信号是四电平 对于MQAM 经数学推导可得出 6 17 可见M值越大即星点数越多 其频谱利用率就越高 目前可以作到 64甚至更高 故正交幅度调制方式一般是应用于高速数字传输系统中 6 5多相调制 在数字相位调制中 不仅可以采用二相调制 还可以采用多相调制 即用多种相位或相位差来表示数字数字信息 如果把输入二进制数字的每个比特编成一组 则构成所谓的比特码元 每一个比特码元都有2k种不同状态 因而必须用M 2k种不同相位或相位差来表示 称为M相调相 6 5 1四相调相四相调相 4PSK 是用载波的四种不同相位来表征传送的数字信息 如前所述 在4PSK调制中 首先对输入的二进制数字序列进行分组 将二位数字编成一组 即构成双比特码元 双比特码元有22种组合 即有22种不同状态 故可以用M 22种不同相位或相位差来表示 这里M 22 4 故称为四相调相 我们把组成双比特码元的前一信息比特用A代表 后一信息比特用B代表 并按格雷码排列 以便提高传输的可靠性 按国际统一标准规定 双比特码元与载波相位的对应关系有两种 称为A方式和B方式 它们的对应关系和矢量关系如图6 26所示 4PSK信号可采用调相法产生 产生4PSK信号原理图如图6 27 a 所示 4PSK信号可以看作两种正交的2PSK信号的合成 可用串 并变换电路将输入的二进制序列依次分为两个并行的序列 设二进制数字分别以A和B表示 每一对AB称为一个双比特码元 双极性A和B数字脉冲分别经过平衡调制器 对0 相位载波和与之正交的载波进行二相调相 得到如图6 27 b 所示四相信号的矢量表示图 图6 264PSK矢量图 4PSK信号可用两路相干解调器分别解调 而后再进行并 串变换 变为串行码元序列 4PSK解调原理图如图6 27所示 图中 上 下两个支路分别是2PSK信号解调器 它们分别用来检测双比特码元中的A和B码元 然后通过并 串变换电路还原为串行数字信息 图6 27 图6 28分别是4PSK信号的产生和解调原理图 如在图6 27 a 的串 并变换之前加入一码变换器 即把输入数字序列变换为差分码序列 则即为4DPSK信号产生的原理图 相应的在图6 27的并 串变换之后再加入一个码反变换器 即把差分码序列变换为绝对码序列 则即为4DPSK信号的解调原理框图 a 调相法产生4PSK信号原理图 b 调相法产生4PSK信号矢量图图6 27调相法产生4PSK信号原理图 图6 284PSK信号解调原理图 6 5 2四相绝对调相与相对调相四相调相和前面一样也有绝对调相和相对调相之分 绝对调相的载波起始相位与双比特码 因为双比特码构成四种相位 之间有一种固定的对应关系 但是相对码的载波起始位置与双比特之间没有固定对应关系 它只是跟前一时刻的双比特码元对应的载波相位有关 是相对于前一时刻的相位变化而得到 其关系式为 其中为本时刻相对调相已调载波起始相位 为前一时刻相对调相已调载波起始相位 为本时刻载波被绝对调相的相位 下图我们给出 4系统的绝对调相和相对调相已调波的波形图 例6 1 一个4DPSK系统 其工作方式按照下面矢量所示 设已调制载波信号的初始相位为Q 0 按照下面表中的数字填写已经调制的载波信号对应的相位Q和矢量表示 解 根据4DPSK的调制原理 可知 当第一个码元10到来时 它前一时刻的初始相位为Q 0 也即 0 而为本时刻载波被绝对调相的相位 由图可以看出 7 4 则 0 7 4 7 4 对应矢量如图 当第二个码元00来时 它前一时刻的初始相位为Q就变成了刚才算出的7 4 而为本时刻载波被绝对调相的相位 由图可以看出 5 4 则 7 4 5 4 3 因3与同矢量 故矢量如上所示 以此类推 即可得出整个序列已经调制的载波信号对应的相位Q和矢量表示 6 5 3八相调相八相调相是有效地提高频谱利用率的一种方式 它是把0 2分成八种相位 已调波相邻相位之差为2 8 4 二进制信息码元的3比特组成一个八进制码元 并与一个已调波的起始相位对应 所以 必须将二进制的基带信码经串 并转换 变为三比特码元 然后进行调相 3比特码的组合情况不同 对应的已调载波相位就不同 八相调相中 将输入的二元码每三位作为一组 3 M 8 即三位二元码的组合共有八种组合 则分别用八种载波相位或相位差来代表 称为8PSK或8DPSK 图6 30 a 给出了一种按格雷码次序排列的八相相位变换规则 a 八相相位示意图 b 八相调相示意图图6 30八相相位及八相调相示意图 八相调相信号的一种实现方法如图6 30 b 所示 输入的串行二元码经串 并变换产生三路并行二元码A B C 每路的码速率是串行码码速率的 A B为双极性不归零码 用正 负电平分别表示 1 和 0 在送入相乘调制器前 它们分别通过由C码控制的幅度控制电路 A B两种受C控制的组合电平示意图及经调制后合成的载波矢量示意图如图6 31所示 A B两路电平的正 负取决于A B码的 1 和 0 图6 31A B两路电平以及调制合成矢量 在图6 30中 在输入的串 并变换之前加入差分码变换电路 则即为8DPSK 八相调相信号的解调也是采用相干解调 如图6 32所示 根据矢量图 A B二位码只要用相互正交的载波和与接收信号相乘即可获得 低通滤波器的作用是滤除对2fc的调制产物并有一定的积分作用 其输出取样的正值判为 1 负值判为 0 C码的作用是使A B码矢量作移相 因此 需要利用两个相乘鉴相器解调而得到 当二者输出都是正电压或负电压时 C码判为 1 当二者输出一正一负时 C码判为 0 最后将A B C三种经并 串变换即可恢复为原串行数字序列 如发送端是8DPSK信号 则在图6 32解调的并 串变换之后再加一个差分码 绝对码的码变换电路即可为8DPSK信号的解调电路 6 32八相调相信号解调原理图 6 6各种调制方式的信道频带利用率比较 6 6 1二进制方式由之前的各种调制方式的功率谱可以看出 因为频带传输有调制过程 故占用的信道带宽比基带传输宽 这是因为基带传输只要求通过数字基带方波的单边频谱就可以了 而频带传输必须要求信道通过已调波的双边谱才行 这个带宽就是载波两侧第一个零点之间的带宽 它集中了已调波的主要能量 是对高频信道带宽的最低要求 因通过的已调波旁瓣的能量少 可以不考虑 故有2ASK方式的高频信道利用率为 2PSK方式的功率谱形状与ASK一致 两种方式只是幅度不同 但高频信道利用率相同 即二者均为0 5 6 6 2多相调制方式我们先看看4相PSK的功率谱与2PSK已调波的功率谱 图6 334PSK与2PSK已调波的功率谱 因为四相调相要对基带码进行串 并转换 故码元速率是比特速率的一半 所以四相调相已调波的双边功率谱第一个过零点宽度为 则四相调相信号的高频信道利用率为同理 可得八相调相方式的高频信道利用率为其实 我们不难推导出多相调相的频带利用率 设输入的串行二元码的码速率为 现用k个二元码作为一组 即k个二元码构成一个符号码元 则符号速率为 k个二元码可有种组合 则所需要的相位数为 即可 如用基带传输 则理论上的频带利用率为2k 经双边带调制后 其频带利用率则变为k 实际应用中 采用频谱滚降 如滚降系数为 则多相调相的频带利用率为上式与QAM的频带利用率是一样的 越大 频带利用率越高 但是多相调相时 越大 已调载波信号的相位差也就越小 接收端在噪声干扰下越容易判错 使得可靠性下降 而且16PSK的抗噪声性能比16QAM差 因此 对调相方式一般不采用16PSK 一般采用4PSK和8PSK较多 6 7数字调幅调相 前面讨论了多进制调制方式可以提高频带利用率 如MPSK方式 但是多进制调制技术所以能够提高频带利用率 往往是以牺牲功率利用率换取的 这是因为 随着进制数的增加 即M的增加 在信号空间内各信号点的最小距离要减小 相应的信号判决域就要减小 因而当信号受到噪声或者干扰损害时 接收信号产生错误的概率随之增大 例如 2DPSK相位差为180 4DPSK相位差为90 8DPSK相位差为45 故要保持误码率不变 则应增加信号功率 因而频带利用率的提高是以牺牲功率为代价的 所谓数字调幅调相 又称幅度相位键控 APK 它是将调幅和调相结合起来的一种调制方式 如适当