通信原理A实验指导书.doc

实验一码型变换实验一、实验目的1 了解几种常见的数字基带信号。2 掌握常用数字基带传输码型的编码规则。二、实验内容1 观察NRZ码、RZ码、BRZ码、BNRZ码、AMI码、CMI码、HDB3码、BPH码的波形。2 观察全0码或全1码时各码型波形。3 观察HDB3码、AMI码、BNRZ码正、负极性波形。4 观察NRZ码、RZ码、BRZ码、BNRZ码、AMI码、CMI码、HDB3码、BPH码经过码型反变换后的输出波形。三、实验器材1 信号源模块2 码型变换模块3 20M双踪示波器一台4 频率计（可选） 一台5 连接线若干四、实验原理1编码规则NRZ码 NRZ码的全称是单极性不归零码，在这种二元码中用高电平和低电平（这里为零电平）分别表示二进制信息“1”和“0”，在整个码元期间电平保持不变。例如： RZ码RZ码的全称是单极性归零码，与NRZ码不同的是，发送“1”时在整个码元期间高电平只持续一段时间，在码元的其余时间内则返回到零电平。例如：BNRZ码 BNRZ码的全称是双极性不归零码，在这种二元码中用正电平和负电平分别表示 “1”和“0”，与单极性不归零码相同的是整个码元期间电平保持不变，因而在这种码型中不存在零电平。例如：BRZ码 BRZ码的全称是双极性归零码，与BNRZ码不同的是, 发送“1”和“0”时，在整个码元期间高电平或低电平只持续一段时间，在码元的其余时间内则返回到零电平。例如：AMI码AMI码的全称是信号交替反转码，其编码规则如下：信息码中的“0”仍变换为传输码的“0”：信息码中的“1”交替变换为传输码的“1、1、1、1、”。例如：代码： 100 1 1000 1 1 1 AMI码： +100 -1 +1000 -1 +1 -1 AMI码的主要特点是无直流成分，接收端收到的码元极性与发送端完全相反也能正确判断。译码时只需把AMI码经过全波整流就可以变为单极性码。由于其具有上述优点，因此得到了广泛应用。但该码有一个重要缺点，即当用它获取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。HDB3码 HDB3码的全称是三阶高密度双极性码，其编码规则如下：将4个连“0”信息码用取代节“000V”或“B00V”代替，当两个相邻“V”码中间有奇数个信息“1”码时，取代节为“000V”码；有偶数个信息“1”码（包括0个）时，取代节为“B00V”，其它的信息“0”码仍为“0”码，这样，信息码的“1”码变为带有符号的“1”码，即“1”或“1”。例如：代码： 1000 0 1000 0 1 1 000 0 1 1HDB3码：-1000 -V +1000 +V -1 +1 -B00 V +1 -1HDB3码中“1”、“B”的符号符合交替反转原则，而“V”的符号破坏这种交替反转原则，但相邻“V”码的符号又是交替反转的。HDB3码的特点是明显的，它除了保持AMI码的优点外，还增加了使连0串减少到至多3个的优点，而不管信息源的统计特性如何。这对于定时信号的恢复是十分有利的。HDB3码是ITU-T推荐使用的码之一。 本实验电路只能对码长为24位的周期性NRZ码序列进行编码。BPH码 BPH码的全称是数字双相码，又叫分相码或曼彻斯特码，它是对每个二进制代码分别利用两个具有不同相位的二进制新码去取代的码：或者可以理解为用一个周期的方波表示“1”码，用该方波的反相来表示“0”码，其编码规则之一是： 001（零相位的一个周期的方波）； 110（相位的一个周期的方波）。例如：代码： 1 1 0 0 1 0 1双相码：10 10 01 01 10 01 10 BPH码可以用单极性非归零码（NRZ）与位同步信号的模二和来产生。双相码的特点是只使用两个电平，而不像前面两种码具有三个电平。这种既能提取足够的定时分量，又无直流漂移，编码过程简单。但这种码的带宽要宽些。CMI码CMI码的全称是传号反转码，其编码规则如下：信息码中的“1”码交替用“11”和“00”表示，“0”用“01”表示。例如：代码： 1 1 0 1 0 0 1 0CMI码：11 00 01 11 01 01 00 01这种码型有较多的电平跃变，因此，含有丰富的定时信息。该码已被ITU-T推荐为PCM四次群的接口码型。在光纤传输系统中有时也用CMI码作线路传输码型。2电路原理将信号源产生的NRZ和位同步信号BS送入U900（EPM7128SLC84-15）进行变换，可以直接得到各种单极性码和各种双极性码的正、负极性编码信号（因为FPGA的I/O口不能直接接负电平，所以只能将分别代表正极性和负极性的两路编码信号分别输出，在通过外加电路合成双极性码），如HDB3的正、负极性编码信号送入U901（4501）的选通控制端，控制模拟开关轮流选通正、负电平，从而得到完整的HDB3码。解码时同样也需要先将双极性的HDB3码变换成分别代表正极性和负极性的两路信号，再送入FPGA进行解码，得到NRZ码。其它双极性码的编、解码过程相同。NRZ码从信号源“NRZ”点输出的数字码型即为NRZ码，其产生过程请参考信号源工作原理。BRZ、BNRZ码将NRZ码和位同步信号BS分别送入双四路模拟开关U902（4052）的控制端作为控制信号，在同一时刻，NRZ码和BS信号电平高低的不同组合（00、01、10、11）将控制U902分别接通不同的通道，输出BRZ码和BNRZ码。X通道的4个输入端X0、X1、X2、X3分别接-5V、GND、+5V、GND，在控制信号控制下输出BRZ码；Y通道的4个输入端Y0、Y1、Y2、Y3分别接-5V、-5V、+5V、+5V，在控制信号控制下输出BNRZ码。解码时通过电压比较器U907（LM339）将双极性的BRZ和BNRZ码转换为两路单极性码，即双（极性） 单（极性）变换，再送入U900解码，恢复出原始的NRZ码。RZ、BPH码这两种码型的编、解码方法与BRZ和BNRZ是一样的，但因为是单极性的码型，所以编、解码过程可以直接在U900中完成，在这里不再赘述。AMI编码由于AMI码是双极性的码型，所以它的变换过程分成了两个部分。首先，在U900中，将NRZ码经过一个时钟为BS的JK触发器后，再与NRZ信号相与后得到控制信号AMIB，该信号与NRZ码作为控制信号送入单八路模拟开关U905（4051）的控制器，U905的输出即为AMI码。解码过程与BNRZ码一样，也需先经过双单变换，再送入U900进行解码。HDB3码HDB3码的编、解码框图分别如图3-1、3-2所示，其编、解码过程与AMI码相同，这里不再赘述。 图3-1 HDB3编码原理框图图3-2 HDB3解码原理框图CMI码 由于是单极性波形，CMI码的编解码过程全部在U900中完成，其编码电路原理框图如图3-3所示：图3-3 CMI编码原理框图五、实验步骤1 将信号源模块、码型变换模块小心地固定在主机箱中，确保电源接触良好。2 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再分别桉下两个模块中的开关POWER1、POWER2，对应的发光二极管LED001、LED002、D900、D901发光，按一下信号源模块的复位键，两个模块均开始工作。3 将信号源模块的拨码开关SW101、SW102设置为00000101 00000000，SW103、SW104、SW105设置为01110010 00110000 00101010。按实验一的介绍，此时分频比千位、十位、个位均为0，百位为5，因此分频比为500，此时位同步信号频率应为4KHz。观察BS、FS、2BS、NRZ各点波形。4 分别将信号源模块和码型变换模块上以下四组输入/输出接点用连接线连接：BS与BS、FS与FS、2BS与2BS、NRZ与NRZ。观察码型变换模块上其余各点波形。5 任意改变信号源模块上的拨码开关SW103、SW104、SW105的设置，以信号源模块的NRZ码为内触发源，用双踪示波器观察码型变换模块各点波形。6 将信号源模块上的拨码开关SW103、SW104、SW105全部拨为1或全部拨为0，观察码型变换模块各点波形。六、输入、输出点参考说明1 输入点说明FS：帧同步信号输入点。BS：位同步信号输入点。2BS：2倍位同步频率方波信号输入点。 NRZ：NRZ码输入点。2 输出点说明（括号中的码元数为与信号产生的NRZ相比延迟的码元数）RZ：RZ编码输出点（半个码元）。BPH：BPH编码输出点（半个码元）。CM1：CM1编码输出点（一个码元）。HDB3-1：HDB3编码正极性信号输出点。HDB3-2：HDB3编码负极性信号输出点。HDB3：HDB3编码输出点（八个半个码元）。BRZ-1：BRZ单极性输出点。BRZ：BRZ编码输出点。BNRZ-1：BNRZ编码正极性信号输出点（与NRZ反相）。BNRZ-2：BNRZ编码负极性信号输出点（与NRZ相同）。BNRZ：BNRZ编码输出点。AMI-1：AMI编码正极性信号输出点。AMI-2：AMI编码负极性信号输出点。AMI：AMI编码输出点。ORZ：RZ解码输出点（一个码元）。OBPH：BPH解码输出点（一个码元）。OCMI：CM1解码输出点（两个码元）。OBRZ：BRZ解码输出点（半个码元）。OBNRZ：BNRZ解码输出点（半个码元）。OAMI：AMI解码输出点（半个码元）。OHDB3：HDB3解码输出点（八个半个码元）。七、实验思考题1 在分析电路的基础上回答，为什么本实验HDB3编、解码电路只能在输入信号是码长为24位的周期性NRZ码时才能正常工作。2 自行设计一个HDB3码编码电路，画出电路原理图并分析其工作过程。八、实验报告要求1 分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。2 根据实验测试纪录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。3 对实验思考题加以分析，并画出原理图与工作波形图。实验二 移频键控实验一、 实验目的1. 掌握用键控法产生2FSK信号的原理及实现方法。2. 掌握2FSK过零检测解调的原理。二、 实验内容1 观察2FSK信号波形。2 观察2FSK过零检测解调器各点信号波形。3 观察2FSK解调信号波形。三、 实验器材1 信号源模块2 数字调制模块3 数字解调模块4 同步信号提取模块5 20M双踪示波器 一台6 频率计（可选） 一台四、 实验原理12FSK调制原理。2FSK信号是用载波频率的变化来表征被传信息的状态。被调载波的频率随二进制序列0、1状态而变化，即载频为f0时代表传0，载频为f1时代表传1。显然，2FSK信号完全可以看成两个分别以f0和f1为载频的两种2ASK信号的合成，其一般时域数学表达式为 (51)式中，2FSK信号的典型时域波形如图5-1所示，因为2FSK属于频率调制，通常可定义其移频键控指数为 （52）显然，h与模拟调频信号的调频指数的性质是一样的，其大小对己调波带宽有很大影响。2FSK信号与2ASK信号的相似之处是含有载频离散谱分量，也就是说，二者均可以采用非相干方式进行解调。可以看出，当h1时，2FSK信号功率谱呈双峰状，此时的信号带宽近似为 (Hz) （53）图5-1 2FSK信号的典型时域波形2FSK信号的产生通常有两种方式：(1)频率选择法；(2)载波调频法。由于频率选择法产生的2FSK信号为两个彼此独立的载波振荡器输出信号之和，在二进制码元状态转换（01或10）时刻，2FSK信号的相位通常是不连续的，这会不利于已调信号功率谱旁瓣分量的收敛。载波调频法是在一个直接调频器中产生2FSK信号，这时的已调信号出自同一个振荡器，信号相位在载频变化时始终是连续的，这将有利于已调信号功率谱旁瓣分量的收敛，使信号功率更集中于信号带宽内。在这里，我们采用的是频率选择法，其调制原理框图如图5-2所示：图5-2 2FSK调制原理框图由图可知，从“FSK基带输入”输入的基带信号分成两路，当基带信号为“1”时，输出第一路载波：当基带信号为“0”时，输出第二路载波，再通过相加器就可以得到2FSK调制信号。22FSK解调原理 2FSK有多种方法解调，如包络检波法、相干解调法、鉴频法、过零检测法及差分检波法等，相应的接收系统的框图如图5-3所示。图5-3 2FSK解调原理框图 这里采用的是过零检测法对2FSK调制信号进行解调。大家知道，2FSK信号的过零点数随不同载频而异，故检出过零点数就可以得到关于频率的差异，这就是过零检测法的基本思想。用过零检测法对2FSK信号进行解调的原理框图如图5-3(c)所示。其中整形1和整形2的功能类似于比较器，可在其输入端将输入信号叠加在25V上。2FSK调制信号从“FSK-IN”输入。判决电压设置在25V，可把输入信号进行硬限幅处理。这样，整形1将2FSK信号变为TTL电平：整形2和抽样电路共同构成抽样判决器，其判决电压可通过标号为“2FSK判决电压调节”的电位器进行调节。单稳1和单稳2分别被设置为上升沿触发和下降沿触发，它们与相加器一起共同对TTL电平的2FSK信号进行微分、整流处理。抽样判决器的时钟信号就是2FSK基带信号的位同步信号，该信号应从“FSK-BS”输入，可以从信号源直接引入，也可以从同步信号恢复模块引入。五、 实验步骤1 将信号源模块、数字调制模块、数字解调模块、同步信号提取模块小心地固定在主机箱中，确保电源接触良好。2 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再分别按下四个模块中的开关POWERl、 POWER2，对应的发光二极管LED001、LED002、D400、D401、DA00、DA01、D500、D501发光，按一下信号源模块的复位键，四个模块均开始工作。3 将信号源模块产生的码速率为15625KHz的NRZ码和32KHz正弦波(幅度为3V 左右)、64KHz的正弦波(幅度为3V左右)分别送入数字调制模块的信号输入点“FSK基带输入”、“FSK载波输入1”和“FSK载波输入2”。以信号输入点“FSK基带输入”的信号为内触发源，用双踪示波器同时观察点FSK基带输入”和点“FSK调制输出”的波形。4 将“FSK调制输出”的输出信号送入数字解调模块的信号输入点“FSK-IN”，观察 信号输出点“FSK-OUT”处的波形，并调节标号为“FSK判决电压调节”的电位器，直到在该点观察到稳定的NRZ码。将该点波形送入同步信号提取模块的信号输入点“NRZ-IN,再将同步信号提取模块的信号输出点“位同步输出”输出的波形送入数字解调模块的信号输入点“FSK-BS”，观察信号输出点“单稳输出1”、“单稳输出2”、“过零检测”、“FSK解调输出”处的波形，并与信号源产生的NRZ码进行比较。5 改变信号源产生的NRZ码的设置，重复上述观察。六、 输入、输出点参考说明1输入点参考说明FSK基带输入： FSK基带信号输入点。 FSK载波输入1：FSK第一路载波信号输入点。FSK载波输入2：FSK第二路载波信号输入点。FSK-IN：FSK调制信号输入点。FSK-BS：FSK解调位同步信号输入点。2输出点参考说明FSK调制输出： FSK调制信号输出点。单稳输出1：FSK调制信号经单稳(UA04A 74HCl23)的信号输出点。单稳输出2：FSK调制信号经单稳(UA04B 74HCl23)的信号输出点。过零检测： FSK解调信号经过零检测后的信号输出点。FSK-OUT： FSK解调信号经电压比较器后的信号输出点(未经抽样判决)。FSK解调输出：FSK解调信号输出点。七、 实验思考题1 分析2FSK的调制和解调原理。2 改变74HC123的哪些外围元件参数对FSK解调正确输出有影响?3 用过零检测法进行FSK解调时，其输出信号序列与发送信号序列相比是否产生了延 迟? 八、 实验报告要求 1分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。 2根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。 3对实验思考题加以分析，并作图说明。实验三 脉冲编码调制与解调实验一、 实验目的1. 掌握脉冲编码调制与解调的原理。2. 掌握脉冲编码调制与解调系统的动态范围和频率特性的定义和测量方法。3. 了解脉冲编码调制信号的频谱特性。4. 了解大规模集成电路TP3067的使用方法。二、 实验内容1. 观察脉冲编码调制与解调的结果，观察调制信号与基带信号的关系。2. 改变基带信号的幅度，观察脉冲编码调制与解调信号的信噪比的变化情况。3. 改变基带信号的频率，观察脉冲编码调制与解调信号幅度的变化情况。三、 实验器材1. 信号源模块2. 模拟信号数字化模块3. 终端模块4. 20M双踪示波器一台5. 立体声耳机一副6. 连接线若干四、 实验原理模拟信号进行抽样后，其抽样值还是随信号幅度连续变化的，当这些连续变化的抽样值通过有噪声的信道传输时，接收端就不能对所发送的抽样值进行准确地估值。如果发送端用预先规定的有限个电平来表示抽样值，且电平间隔比干扰噪声大，则接收端将有可能对所发送的抽样准确地估值，从而有可能消除随机噪声的影响。脉冲编码调制（PCM）简称为脉码调制，它是一种将模拟语音信号变换成数字信号的编码方式。脉码调制的过程如图4-1所示。PCM主要包括抽样、量化与编码三个过程。抽样是将时间连续的模拟信号转换成时间离散、幅度连续的抽样信号；量化是把时间离散、幅度连续的抽样信号转换成时间离散、幅度离散的数字信号；编码是将量化后的信号编码形成一个二进制码组输出。国际标准化的PCM码组（电话语音）是八位码组代表一个抽样值。编码后的PCM码组，经数字信道传输，在接收端，用二进制码组重建模拟信号，在解调过程中，一般采用抽样保持电路。预滤波是为了把原始语音信号的频带限制在3003400HZ左右，所以预滤波会引入一定的频带失真。在整个PCM系统中，重建信号的失真主要来源于量化及信道传输误码，通常，用信号与量化噪声的功率比，即信噪比S/N来表示，国际电报电话咨询委员会（ITU-T）详细规定了它的指标，还规定比特率为64Kb/s，使用A律或律编码律。下面将详细介绍PCM编码的整个过程。图4-1 PCM调制原理框图1 抽样抽样定理表明：一个频带限制在（0，fH）内的连续信号m(t)，如果以 秒的间隔对它进行等间隔抽样，则m(t)将被所得到的抽样值完全确定。假定将信号m(t)和周期为T的冲击函数T(t)相乘，乘积便是均匀间隔为T秒的冲击序列，这些冲击序列的强度等于相应瞬时上m(t)的值，它表示对函数m(t)的抽样。若用ms(t)表示此抽样函数，则有： 假设m(t)、T(t)和ms(t)的频谱分别为M(w)、T(w) 和Ms(w)，按照频率卷积定理，m(t)T(t)的傅立叶变换如下： 因为 所以 该式表明，已抽样信号ms(t)的频谱Ms(w)是无穷多个间隔为ws的M(w)相叠加而成。这就意味着Ms(w)中包含M(w)的全部信息。需要注意，若抽样间隔T变得大于，则Ms(w)在相邻的周期内存在混叠，因此不能由Ms(w)恢复M(w)。可见，是抽样的最大间隔，它被称为奈奎斯特间隔。2 量化从数学上来看，量化就是把一个连续幅度值的无限数集合映射成一个离散幅度值的有限数集合。如图4-2所示，量化器Q输出L个量化值yk，k=1,2,3,L。yk常称为重建电平或量化电平。当量化器输入信号幅度X落在xk与xk+1之间时，量化器输出电平为yk。这个量化过程可以表达为：y=Q(x)=Qxk xxk+1=yk k=1,2,3,L这里xk 称为分层电平或判决阈值。通常K= xk+1- xk称为量化间隔。图4-2 模拟信号的量化模拟信号的量化分为均匀量化和非均匀量化，我们先讨论均匀量化。把输入模拟信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。在均匀量化中，每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点，如图4-3所示。其量化间隔（量化台阶）V取决于输入信号的变化范围和量化电平数。当输入信号的变化范围和量化电平数确定后，量化间隔也被确定。例如，输入信号的最小值和最大值分用a和b表示，量化电平数为M，那么，均匀量化的量化间隔为：图4-3 均匀量化过程示意图量化器输出mq为：mq=qi，当mi-1mmi式中mi为第i个量化区间的终点，可写成mi=a+iVqi为第i个量化区间的量化电平，可表示为i=1、2、M上述均匀量化的主要缺点是，无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变，因此，当信号m(t)较小时，则信号量化噪声功率比也就很小，这样，对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。通常，把满足信噪比要求的输入信号取值范围定义为动态范围，可见，均匀量化时的信号动态范围将受到较大的限制。为了克服这个缺点，实际中，往往采用非均匀量化。非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对于信号取值较小的区间，其量化间隔V也小；反之，量化间隔就大。它与均匀量化相比，有两个突出的优点。首先，当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度（实际中常常是这样）时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化噪声功率比；其次，非均匀量化时，量化噪声功率的均方根基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。实际中，非均匀量化的实现方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化。通常使用的压缩器中，大多采用对数式压缩。广泛采用的是两种对数压缩律是压缩律和A压缩律。美国采用的是压缩律，我国和欧洲各国均采用A压缩律，因此，本实验模块采用的PCM编码方式也是A压缩律。所谓A压缩律也就是压缩器具有如下特性的压缩律：A律压扩特性是连续曲线，A值不同压扩特性亦不同，在电路上实现这样的函数规律是相当复杂的。实际中，往往都采用近似于A律函数规律的13折线（A=87.6）的压扩特性。这样，它基本上保持了连续压扩特性曲线的优点，又便于用数字电路实现，本实验模块中所用到的PCM编码芯片TP3067正是采用这种压扩特性来进行编码的。图4-4示出了这种压扩特性。表4-1列出了I3折线时的x值与计算x值的比较。表中第二行的x值是根据A=87.6时计算得到的，第三行的x值是13折线分段时的值。可见，13折线各段落的分界点与A=87.6曲线十分逼近，同时x按2的幂次分割有利于数字化。3 编码所谓编码就是把量化后的信号变成代码，其相反的过程称为译码。当然，这里的编码和译码与差错控制编码和译码是完全不同的，前者是属于信源编码的范畴。在现有的编码方法中，按编码的速度来分，大致可分为两类：低速编码和高速编码。在通信中一般都采用第二类。编码器的种类大体上可以归结为三类：逐次比较型、折叠级联型、混合型。本实验模块中的编码芯片TP3067采用的是逐次比较型。在逐次比较型编码方式中，无论采用几位码，一般均按极性码、段落码、段内码的顺序。下面结合13折线的量化来加以说明。图4-4 13折线表4-1在13折线中，无论输入信号是正是负，均按8段折线（8个段落）进行编码。若用8位折叠二进制码来表示输入信号的抽样量化值时，其中用第一位表示量化值的极性，其余7位（第二位至第八位）则表示抽样量化值的绝对大小。具体的做法是：用第二至第四位表示段落码，它的8种可能状态来分别代表8个段落的起点电平。其它4位表示段内码，它的16种可能状态来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化级。这样处理的结果，8个段落被划分成27=128个量化级。段落码和8个段落之间的关系如表4-2所示；段内码与16个量化级之间的关系见表4-3。可见，上述编码方法是把压缩、量化和编码合为一体的方法。表4-2 表4-3本实验采用大规模集成电路TP3067对语音信号进行PCM编、解码。TP3067在一个芯片内部集成了编码电路和译码电路，是一个单路编译码器。其编码速率为2.048MHz，每一帧数据为8位，帧同步信号为8KHZ。模拟信号在编码电路中，经过抽样、量化、编码，最后得到PCM编码信号。在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去的，在其它的时隙中编译码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来说，它在一个PCM帧（32个时隙）里，只在一个特定的时隙中发送编码信号。同样，译码电路也只是在一个特定的时隙（此时隙应与发送时隙相同，否则接收不到PCM编码信号）里才从外部接收PCM编码信号，然后进行译码，经过带通滤波器，放大器后输出。具体电路图如图4-5所示。图4-5 PCM编译码电路原理图下面对PCM编译码专用集成电路TP3067做一些简单的介绍。图4-6为TP3067的内部结构方框图，图4-7是TP3067的管脚排列图。图4-6 TP3067逻辑方框图图4-7 TP3067管脚排列图1. TP3067管脚的功能VPO+：接收功率放大器的非倒相输出。GNDA：模拟地，所有信号均以该引脚为参考点。VPO-：接收功率放大器的倒相输出。VPI：接收功率放大器的倒相输入。VFRO：接收滤波器的模拟输出。VCC：正电源引脚，VCC=+5V5%。FSR：接收帧同步脉冲，它启动BCLKR，于是PCM数据移入DR，FSR为8KHZ脉冲序列。DR：接收数据帧输入，PCM数据随着FSR前沿移入DR。BCLKR/CLKSESL：在FSR前沿把输入移入DR时的位时钟，其频率可以从64KHz至2.048MHz。另一方面它也可能是一个逻辑输入，以此为在同步模式中的主时钟选择频率1.536 MHz、1.544 MHz或2.048MHz，BCLKR用在发送和接收两个方向。MCLKR/PDN： 接收主时钟，其频率可以为1.536 MHz、1.544 MHz或2.048MHz。它允许与MCLKX异步，但为了取得最佳性能应当与MCLKX同步，当MCLKR连续在低电位时，CLKX被选用为所有内部定时，当MCLKR连续工作在高电位时，器件就处于掉电模式。MCLKX： 发送主时钟，其频率可以是1.536 MHz、1.544 MHz或2.048MHz，它允许与MCLKR异步，同步工作能实现最佳性能。BCLKX：把PCM数据从DX移出的位时钟，其频率可以从64KHz至2.048MHz,但必须与MCLKX同步。DX：由FSX启动的三态PCM数据输出。FSX：发送帧同步脉冲输入，它启动BCLKX并使DX上PCM数据移出到DX上。：开漏输出。在编码器时隙内为低脉冲。ANLB： 模拟环路控制输入，在正常工作时必须置为逻辑“0”，当拉到逻辑“1”时，发送滤波器和发送前置放大器输出的连接线被断开，而改为和接收功率放大器的VPO+输出连接。GSX：发送输入放大器的模拟输出，用来在外部调节增益。VFXI+：发送输入放大器的非倒相输入。VFXI-：发送输入放大器的倒相输入。VBB：负电源引脚，VBB=5V5%。2. 功能说明上电当开始上电瞬间，加压复位电路启动COMBO并使它处于掉电状态，所有非主要电路失效，而DX、VFRO、VPO-、VPO+均处于高阻状态。为了使器件上电，一个逻辑低电平或时钟脉冲必须作用在MCLKR/PDN引脚上，并且FSX和FSR脉冲必须存在。于是有两种掉电控制模式可以利用。在第一种中MCLKR/PDN引脚电位被拉高。在另一种模式中使FSX和FSR二者的输入均连续保持低电平，在最后一个FSX或FSR脉冲后相隔2ms左右，器件将进入掉电状态，一旦第一个FSX和FSR脉冲出现，上电就会发生。三态数据输出将停留在高阻抗状态中，一直到第二个FSX脉冲出现。同步工作在同步工作中，对于发送和接收两个方向应当用相同的主时钟和位时钟，在这一模式中，MCLKX上必须有时钟信号在起作用，而MCLKR/PDN引脚则起了掉电控制作用。MCLKR/PDN上的低电平使器件上电，而高电平则使器件掉电。这两种情况中，不论发送或接收方向，MCLKX都作为主时钟输入，位时钟也必须作用在MCLKX，对于频率为1.536 MHz、1.544 MHz或2.048MHz的主时钟，BCLKR/CLKSEL可用来选择合适的内部分频器，在1.544 MHz工作状态下，本器件可自动补偿每帧内的第193个时钟脉冲。当BCLKR/CLKSEL引脚上的电平固定时，BCLKX将被选为发送和接收方向兼用的位时钟。表4-4说明可选用的工作频率，其值视BCLKR/CLKSEL的状态而定。在同步模式中，位时钟BCLKX可以从64KHz变至2.048MHz，但必须与MCLKX同步。每一个FSX脉冲标志着编码周期的开始，而在BCLKX的正沿上，从前一个编码周期来的PCM数据从已启动的DX输出中移出。在8个时钟周期后，三态DX输出恢复到高阻抗状态。随着FSR脉冲的来临，依赖BCLKX（或在运行中的BCLKR）负沿上的DR输入，PCM数据被锁定，FSX和FSR必须与MCLKX或MCLKR同步。表4-4BCLKR/CLKSEL被选主时钟频率TP3067时钟012.048MHz1.536MHz1.544MHz2.048MHz异步工作在异步工作状态中，发送和接收时钟必须独立设置，MCLK和MCLR必须为2.048MHZ，只要把静态逻辑电平加到MCLKx/PDN引脚上，就能实现这一点。FSX启动每个编码周期而且必须与MCLKX和BCLKX保持同步。FSR启动每一个译码周期而且必须与BCLKR同步。BCLKR必须为时钟信号。列于表4-4中的逻辑电平对于异步模式是不成立的。BCLKX和BCLKR工作频率可从64KHz变到2.048MHz。短帧同步工作COMBO既可以用短帧，也可以用长帧同步脉冲，在加电开始时，器件采用短帧模式。在这种模式中，FSX和FSR这两个帧同步脉冲的长度均为一个位时钟周期。在BCLKX的下降边沿，当FSX为高时，BCLKX的下一个上升边沿可启动输出符号位的三态输出DX的缓冲器，紧随其后的7个上升边沿以时钟送出剩余的7个位，而下一个下降边沿则阻止DX输出。在BCLKR的下降边沿，当FSR为高时（BCLKX在同步模式），其下一个的下降边沿将锁住符号位，紧随其后的7个下降边沿锁住剩余的7个保留位。长帧同步工作为了应用长帧模式，FSX和FSR这两个帧同步脉冲的长度等于或大于位时钟周期的三倍。在64KHz工作状态中，帧同步脉冲至少要在160ns内保持低电位。随着FSX或BCLKX的上升沿（无论哪一个先到）来到，DX三态输出缓冲器启动，于是被时钟移出的第一比特为符号位，以后到来的BCLKX的7个上升沿以时钟移出剩余的7位码。随着第8个上升沿或FSX变低（无论哪一个后发生），DX输出由BCLKX的下降沿来阻塞，在以后8个BCLKR的下降沿，接收帧同步脉冲FSR上升沿将锁住DR的PCM数据。发送部件发送部件的输入端为一个运算放大器，并配有两个调整增益的外接电阻。在低噪声和宽频带的条件下，整个音频通带内的增益可达20dB以上。该运算放大器驱动一个增益为1的滤波器（由RC有源前置滤波器组成），后面跟随一个时钟频率为256KHz的8阶开关电容带通滤波器。该滤波器的输出直接驱动编码器的抽样保持电路。在制造中配入一个精密电压基准，以便提供额定峰值为2.5V的输入过载（tmax）。FSX帧同步脉冲控制滤波器输出的抽样，然后逐次逼近的编码周期就开始，8位码装入缓冲器内，并在下一个FSX脉冲下通过DX移出，整个编码时延近似地等于165ns加上125ns（由于编码时延），其和为290 ns。接收部件接收部件包括一个扩展DAC（数模转换器），而它又驱动一个时钟频率为256KHz的5阶开关电容低通滤波器。译码器是依照A律（TP3067）设计的，而5阶低通滤波器校正8KHZ抽样保持电路所引起的sinx/x衰减。在滤波器后跟随一个其输出在VFRO上的2阶RC低通后置滤波器。接收部件的增益为1，但利用功率放大器可加大增益。当FSR出现时，在后续的8个BCLKR（BCLKX）的下降边沿，DR输入端上的数据将被时钟控制。在译码器的终端，译码循环就开始了。接收功率放大器两个倒相模式的功率放大器用来直接驱动一个匹配的线路接口电路。本编译码器的功能比较强，它既可以进行A律变换，也可以可以进行律变换，它的数据既可以固定速率传送，也可以变速率传送，它既可以传输信令帧，也可以选择它传送无信令帧，并且还可以控制它处于低功耗备用状态，到底使用它的什么功能，可由用户通过一些控制来选择。在实验中我们选择它进行A律变换，以2.048Mbit来传送信息，信令帧为无信令帧，它的发送时序和接收时序直接受FSX和FSR控制。还有一点，编译码器一般都有一个PDN降功耗控制端，PDN=1时，编译码能正常工作，PDN=0，编译码器处于低功耗状态，这时编译码器其他功能都不起作用，我们在设计时，可以实现对编译码器的降功耗控制，这时，用户摘机，编译码器工作，用户挂机，编译码器低功耗。五、 实验步骤1. 将信号源模块、模拟信号数字化模块、终端模块小心地固定在主机箱中，确保电源接触良好。2. 接上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再分别按下四个模块中的开关POWER1、POWER2、S2、S3，对应的发光二极管LED001、LED002、LED600发光，按一下信号源模块的复位键，三个模块均开始工作。3. 将信号源模块的拨码开关SW101、SW102设置为00000000 00000001。4. 将信号源模块产生的正弦波信号（频率2.5KHZ，峰-峰值为3V）从点“S-IN”输入模拟信号数字化模块，将信号源模块的信号输出点“64K”、“8K”、“BS”分别与模拟信号数字化模块的信号输入点“CLBK-IN”、“FRAMB-IN”、“2048K-IN”连接，观察信号输出点“PCMB-OUT”的波形。5. 连接“CLKB-IN”和“CLK2-IN”，“FRAMB-IN”和FRAM2-IN”，连接信号输出点“PCMB-OUT”和信号输入点“PCM2-IN” ，观察信号输出点“OUT”的波形。6. 改变输入正弦信号的幅度，使其峰-峰值分别等于和大于5V（若幅度无法达到5V，可将输入正弦信号先通过信号源模块的模拟信号放大通道，再送入模拟信号数字化模块），将示波器探头分别接在信号输出点“OUT”、“PCMB-OUT”上，观察满载和过载时的脉冲幅度调制和解调波形，记录下来（应可观察到，当输入正弦波信号幅度大于5V时，PCM解码信号中带有明显的噪声）。7. 改变输入正弦信号的频率，使其频率分别大于3400Hz或小于300Hz，观察点“OUT”、“PCMB-OUT”，记录下来（应可观察到，当输入正弦波的频率大于3400HZ或小于300HZ时，PCM解码信号幅度急剧减小）。8. 将信号输出点“OUT”输出的信号引入终端模块，用耳机听还原出来的声音，与直接输出的声音比较，判断该通信系统性能的优劣。六、 输入、输出点参考说明1. 输入点参考说明2048K-IN：PCM所需时钟输入点。S-IN： 模拟信号输入点（基带信号）。CLKB-IN： PCM编码所需时钟输入点。FRAMB-IN：PCM编码帧同步信号输入点。PCM2-IN： PCM解调信号输入点（因为是对随机信号进行编码，所以模拟示波器无法同步该点信号，必须用数字存储示波器才能清楚观察到该点波形）。CLK2-IN： PCM解码所需时钟输入点。FRAM2-IN： PCM解码帧同步信号输入点。2. 输出点参考说明PCMB-OUT：脉冲编码调制信号输出点（因为是对随机信号进行编码，所以模拟示波器无法同步该点信号，必须用数字存储示波器才能清楚观察到该点波形）。OUT：PCM解调信号输出点。七、 实验思考题1. TP3067 PCM编码器输出的PCM数据的速率是多少？在本次实验系统中，为什么要给TP3067提供2.048MHz的时钟。2. 认真分析TP3067主时钟与8KHz帧收、发同步时钟的相位关系。3. 为什么实验时观察到的PCM编码信号总是随时变化的？4. 分析满载和过载时的脉冲编码调制和解调波形。5. 当输入正弦信号的频率大于3400Hz或小于300Hz时，分析脉冲编码调制和解调波形。八、 实验报告要求1 画出实验电路方框图，并叙述其工作过程。2 在坐标纸上画出实验过程中各测量点的波形图，注意对应相位关系。3 设PCM通信系统传输两路话音，每帧三个时隙，每路话音各占一个时隙，另一个时隙为帧同步时隙，使用TP3067编译码器。请回答： 编码器的抽样信号频率及时钟信号频率，以及两个抽样信号之间的相位关系。 时分复用信号码速率、帧结构。 采用PCM基带传输，线路码为HDB3码，设计此通信系统的详细方框图以及PCM编译码电路。4 写出本次实验的心得体会，以及对本次实验有何改进意见。实验四 数字基带通信系统一、实验目的1. 了解完整的数字基带通信系统的组成及各部分功能。2. 掌握汉明码的编码规则，了解信道编码在通信系统中的作用。3. 掌握高斯白噪声、带限信道的概念，加深对信道模型的理解。4. 掌握同步信号在数字通信系统中的作用。5. 掌握眼图波形与信号传输畸变的关系。二、实验器材1. 信号源模块 2 信道模拟模块3. 终端模块4. 同步信号提取模块5. 20MHz双踪示波器一台6. 误码率测试仪（可选）一台7. 频率计（选用）一台8. 连接线若干三、预习要求1.复习信道模拟、差错控制编码、位同步提取等数字基带系统原理。2.写出实验方案和步骤，完成“实验内容及步骤”之中的第一项内容。3.完成预习报告，应包括实验名称、目的、方案、步骤和记录表格等。四、实验原理图4-1 数字基带通信系统实验框图1. 信道在数字通信系统中，如果我们仅着眼于讨论编码和译码，采用编码信道的概念是十分有益的。所谓编码信道是指编码器输出端到译码器输入端的部分。这样定义是因为从编译码的角度看来，编码器的输出是某一数字序列，而译码器的输入同样也是某一数字序列，他们可能是不同的数字序列。因此，从编码器输出端到译码器输入端，可以用一个对数字序列进行变换的方框来加以概括。本实验中可选用无限带宽信道和带限（8K）信道。测量眼图来观察出码间干扰和噪声的影响时应选用带限（8K）信道，从而估计出系统性能的优劣程度。2. 信道噪声非理想信道中必然存在噪声，而其中又以高斯白噪声最为普遍。在本实验中我们用伪随机序列模拟高斯白噪声。伪随机噪声具有类似于随机噪声的一些统计特性，同时又便于重复产生和处理。由于它具有随机噪声的优点，又避免了它的缺点，因此获得了日益广泛的实际应用。目前广泛应用的伪随机噪声都是由数字电路产生的m序列（经滤波等处理后）得到的。伪随机噪声的原理及实现方法请查阅相关参考书。3. 差错控制编码在随机信道中，错码的出现是随机的，且错码之间是统计独立的。在信息码元序列中加入监督码元就称为差错控制编码有时也称为纠错编码。不同的编码方法，有不同的检错或纠错能力，有的编码只能检错，不能纠错。汉明码是一种能够纠正一位错码且编码效率较高的线性分组码。表4-1中所列的是一种（7，4）汉明码，它的最小码距d0 3，因此，这种码能纠正一个错码或检测两个错码。表 4-1 （7，4）汉明码信息位监督位信息位监督位654321065432100000000100100011010001010110011100001110111011010101100010001001101010111100110111101111111100010001001010100111接收端收到每个码组后，先进行计算出校正子 ，再判断错码情况，之后进行纠错处理。汉明码的构造原理及实现方法请查阅相关参考书。4. 位同步位同步也称为位定时恢复或码元同步。在任何形式的数字通信系统中，都必须完成位同步信号的提取，即从接收信号中设法恢复出与发端频率相同的码元时钟信号。由于目前的数字通信系统广泛采用自同步法来实现位同步，故本实验采用自同步法。采用自同步法实现位同步首先会涉及两个问题：如果数字基带信号中确实含有位同步信息，即信号功率谱中含