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移动通信原理与应用实验指导书目录实验二 交错四相移相键控（OQPSK）调制及解调实验1实验四 MSK调制及相干解调实验7实验十 m序列产生及其特性实验19实验十五 多径衰落信道模拟实验29仪器：移动通信实验箱 1 示波器 1实验一 交错四相移相键控（OQPSK）调制及解调实验一、 实验目的1、了解OQPSK调制解调原理及特性2、了解载波在QPSK相干及非相干时的解调特性3、与QPSK调制对比，掌握它们的差别二、 实验内容1、观察I、Q两路基带信号的特征及与输入NRZ码的关系。2、观察IQ调制解调过程中各信号变化。3、观察QPSK调制及OQPSK调制各信号的区别。4、观察解调载波相干时和非相干时各信号的区别。三、 基本原理OQPSK又叫偏移四相相移键控，它是基于QPSK的一类改进型，为了克服QPSK中过零点的相位跃变特性，以及由此带来的幅度起伏不恒定和频带的展宽（通过带限系统后）等一系列问题。若将QPSK中并行的I，Q两路码元错开时间（如半个码元），称这类QPSK为偏移QPSK或OQPSK。通过I、Q两路码元错开半个码元调制之后的波形，其载波相位跃变由180降至90，避免了过零点，从而大大降低了峰平比和频带的展宽。下面通过一个具体的例子说明某个带宽波形序列的I路，Q路波形，以及经载波调制以后相位变化情况。若给定基带信号序列为1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1对应的QPSK与OQPSK发送波形如图2-1所示。图2-1 QPSK,OQPSK发送信号波形图2-1中，I信道为奇数数据单元，Q信道为偶数数据单元，而OQPSK的Q信道与其I信道错开（延时）半个码元。QPSK，OQPSK载波相位变化公式为QPSK数据码元对应的相位变化如图2-2所示，OQPSK数据码元对应相位变化如图2-3所示图2-2 QPSK相位变化图 图2-3 OQPSK相位变化图对于QPSK数据码元对的相位变换由图2-1和2-2求得为：可见，在QPSK中存在过零点的180跃变。对于OQPSK数据码元对的相位变化由图2-3求得为：可见，在QPSK中，仅存在小于90的相位跃变，而不存在过零点跃变。所以OQPSK信号的带限不会导致信号包络经过零点。OQPSK包络的变化小多了，因此对OQPSK的硬限幅或非线性放大不会再生出严重的频带扩展，OQPSK即使再非线性放大后仍能保持其带限的性质。OQPSK的调制和相干解调框图如图2-4、2-5所示。图2-4 OQPSK调制器框图 图2-5 OQPSK相干解调器框图QPSK和OQPSK两种调制方式在码分多址系统中获得了广泛的用。在IS-95系统的前向链路中采用的是QPSK的调制方式，在反向链路中采用的OQPSK的调制方式。四、 实验原理1、实验模块简介本实验需用到基带成形模块、IQ调制解调模块、码元再生模块及PSK载波恢复模块。（1）基带成形模块：本模块主要功能：产生PN31伪随机序列作为信源；将基带信号进行串并转换；按调制要求进行基带成形，形成两路正交基带信号。（2）IQ调制解调模块：本模块主要功能：产生调制及解调用的正交载波；完成射频正交调制及小功率线性放大；完成射频信号正交解调。（3）码元再生模块：本模块主要功能：从解调出的IQ基带信号中恢复位同步，并进行抽样判决，然后并串转换后输出。（4）PSK载波恢复模块：本模块主要功能：与IQ调制解调模块上的解调电路连接起来组成一个完整的科斯塔斯环恢复PSK已调信号的载波，同时可用作一个独立的载波源。本实验只使用其载波源。2、实验框图及电路说明a、OQPSK调制实验IQ调制基带成型图2-6 OQPSK调制实验框图OQPSK调制实验框图如图2-6所示。基带成形模块产生的PN码（由PN31端输出，码型为111100010011010）输入到串并转换电路中（由NRZ IN端输入）进行串并转换，输出的I、Q两路数字基带信号（观测点为NRZ-I，NRZ-Q），I路直接连接到波形地址选择生成器，Q路延迟半个码元，也连接到波形预取电路判断，取出相应的模拟基带波形数据，经D/A转换后输出。IQ两路模拟基带信号送入IQ调制解调模块中的IQ调制电路分别进行PSK调制，然后相加形成OQPSK调制信号，经放大后输出。OQPSK已调信号载波为10.7MHz，是由21.4MHz本振源经正交分频产生。b、OQPSK解调实验IQ解调码元再生图2-7 OQPSK解调实验框图OQPSK解调实验框图如图2-7所示。OQPSK已调信号送入IQ调制解调模块中的IQ解调电路分别进行PSK相干解调，相干载波由调制端的本振源经正交分频产生。解调输出的I、Q两路模拟基带信号送入码元再生模块进行抽样判决，转换为数字信元后再进行并串转换后输出。抽样判决前I、Q两路信号需经整形变为二值信号，并且需恢复位同步信号。位同步信号恢复由码元再生模块中的数字锁相环完成。IQ两路抽样判决的位同步信号相差半个码元。IQ解调电路的载波也可由PSK载波恢复模块上的本振源提供，此时解调变为非相干解调，从解调输出的模拟基带信号可以看出信号失真很大，无法进行码元再生。五、 实验步骤1、 在实验箱上正确安装基带成形模块（以下简称基带模块）、IQ调制解调模块（以下简称IQ模块）、码元再生模块（以下简称再生模块）和PSK载波恢复模块。2、 OQPSK调制实验。a、关闭实验箱总电源，用台阶插座线完成如下连接：源端口目的端口连线说明基带模块：PN31基带模块：NRZ IN提供PN31伪随机序列基带模块：I-OUTIQ模块：I-IN串并变换后的I路信号输入基带模块：Q-OUTIQ模块：Q-IN串并变换后的Q路信号输入* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、按基带成形模块上“选择”键，选择OQPSK模式（OQPSK指示灯亮）。c、用示波器观察基带模块上“I-OUT”及“Q-OUT”测试点，并分别与“NRZ IN”测试点的信号进行对比，观察串并转换情况d、用频谱分析仪观测调制后OQPSK信号频谱（可用数字示波器上FFT功能替代观测），观测点为IQ模块调制单元的“输出”端（TP4）3、 OQPSK相干解调实验。a、关闭实验箱总电源，保持步骤2中的连线不变，用同轴视频线完成如下连接：源端口目的端口IQ模块（IQ调制单元）：输出（J2）IQ模块（IQ解调单元）：输入（J3）IQ模块(载波单元)：输出（J5）IQ模块(载波单元)：输入（J4）* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、示波器探头分别接IQ解调单元上的“I-OUT”及“Q-OUT”端，观察解调波形。c、对比观测解调前后I路信号示波器探头分别接IQ模块的“I-OUT”端及“I-IN”端，注意观察两者是否一致。（若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。）d、对比观测原始Q路信号与解调后Q路信号示波器探头分别接IQ模块的“Q-OUT”端及“Q-IN”端，注意观察两者是否一致。（若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可将按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。)4、 OQPSK再生信号观察a、关闭实验箱总电源，保持步骤2、3中的连线不变，用台阶插座线完成如下连接：源端口目的端口连线说明IQ模块：I-OUT再生模块：I-IN将解调后的I路信号进行抽样判决IQ模块：Q-OUT再生模块：Q-IN将解调后的Q路信号进行抽样判决* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、按再生模块上“选择”键，选择OQPSK模式（OQPSK指示灯亮）。c、对比观测原始NRZ信号与再生后的NRZ信号示波器探头分别接再生模块上“NRZ”端和基带模块上“NRZ IN”端，观察两路码元是否一致（注意解调出的NRZ码与输入的NRZ码相比存在延迟）。若一致表示解调正确，若不一致可回到步骤2重新实验。5、 观测载波非相干时信号波形断开IQ模块上载波“输出”端与该模块上载波“输入”视频线，将IQ模块上载波“输入”端与PSK载波恢复模块上“VCO-OUT”端连接起来，此时载波不同步。从步骤2开始再次观察各信号。六、 思考题QPSK及OQPSK基带信号有什么区别？这些区别产生了什么结果？实验二 MSK调制及相干解调实验一、 实验目的1、了解MSK调制原理及特性2、了解MSK解调原理及特性3、了解载波在相干及非相干时的解调特性二、 实验内容1、观察I、Q两路基带信号的特征及与输入NRZ码的关系。2、观察IQ调制解调过程中各信号变化。3、观察解调载波相干时和非相干时各信号的区别。三、 基本原理1、MSK调制原理MSK称为最小移频键控调制，是一种恒包络调制，这是因为MSK属于二进制连续相位移频键控（CPFSK）的一种特殊情况，它不存在相位跃变点，因此在带限系统中，能保持恒包络特性。恒包络调制有以下优点：极低的旁瓣能量；可使用高效率的C类功率放大器；容易恢复用于相干解调的载波；已调信号峰平比低。MSK是CPFSK满足移频系数时的特例：当时，满足在码元交替点相位连续的条件，是移频键控为保证良好的误码性能所允许的最小调制指数；且此时波形的相关性为0，待传送的两个信号是正交的。它能比PSK传送更高的比特速率。二进制MSK信号的表达式可写为：或者这里载波角频率；码元宽度；第k个码元中的信息，其取值为1；第k个码元的相位常数，它在时间中保持不变由式（4-1）可见，当ak1时，信号的频率为当ak1时，信号的频率为由此可得频率间隔为如图4-1（a）所示，由图4-1（b）中的波形可以看出，“”信号与“”信号在一个码元期间恰好相差二分之一周，即相差。下面我们就来说明MSK信号的频率间隔是如何确定的。对于一般移频键控（2FSK），两个信号波形具有以下的相关系数式中，是载波频率。MSK是一种正交调制，其信号的波形的相关系数等于零。因此，对MSK信号来说，式（4-7）应为零，也就是上式右边两项均应为零。第一项等于零的条件是（k1，2，3），令k等于其最小值1，则图4-1 MSK信号的频率间隔与波形这正是MSK信号所要求的频率间隔。第二项等于零的条件是（n=1，2，3），即这说明，MSK信号在每一个码元周期内，必须包含四分之一载波周期的整数倍。由此可得（N为正整数；m0，1，2，3）相应地图4-1（b）中的信号波形是N1，m3的特殊情况。相位常数的选择应保持信号相位在码元转换时刻是连续的。根据这一要求，由式（4-3）可以导出以下的相位递归条件，或者称为相位约束条件，即上式表明，MSK信号在第k个码元的相位常数不仅与当前的ak有关，而且与前面ak1的及相位常数有关。或者说，前后码元之间存在着相关性。对于相干解调来说，的起始参考值可以假定为零，因此，从式（4-11）可以得到式（4-3）中的称为附加相位函数，它是MSK信号的总相位减去随时间线性增长的载波相位而得到的剩余相位。式（4-3）是一直线方程式，其斜率为，截距是。另外，由于的取值为，故是分段线性的相位函数（以码元宽度Ts为段）。在任一个码元期间内，的变化量总是。时，增大，时，减小。图4-2（a）是针对一特定数据序列画出的附加相位轨迹；图4-2（b）表示的是附加相位路径的网格图，它是附加相位函数由零开始可能经历的全部路径。与ak之间的关系举例给出，如表4-1所示。图4-2 附加相位函数及附加相位路径网格（a）附加相位函数；（b）附加相位路径网格表4-1 相位常数与的关系k123456ak1111110（模）0000由以上讨论可知，MSK信号具有如下特点：（1） 已调信号的振幅是恒定的；（2） 信号的频率偏移严格地等于，相应的调制指数；（3） 以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确的线性化变化；（4） 在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍；（5） 在码元转换时刻信号的相位是连续的，或者说，信号的波形没有突跳。下面我们讨论MSK信号的调制与解调方法MSK信号表达式可正交展开为下式：式中，等号后面的第一项是同相分量，也称I分量；第二项是正交分量，也称Q分量。和称为加权函数（或称调制函数）。是同相分量的等效数据，是正交分量的等效数据，它们都与原始输入数据有确定的关系。令，代入式（4-13）可得根据上面描述可构成一种MSK调制器，其方框图如图4-3所示：图4-3 MSK调制原理框图输入数据NRZ，经过差分编码后，然后通过CPLD电路进行串/并转换，串并转换后I路直接输出，Q路经半个码元延迟后输出，得到Ik、Qk两路数据。波形选择地址生成器是根据接受到的数据（Ik或Qk）输出波形选择的地址。EEPROM（各种波形数据存储在其中）根据CPLD输出的地址来输出相应的数据，然后通过DA转换器得到我们需要的基带波形，最后通过乘法器调制，运放求和就得到了我们需要的MSK调制信号。MSK基带波形只有两种波形组成，见图4-4所示：图4-4 MSK成形信号在MSK调制中，成型信号取出原理为：由于成形信号只有两种波形选择，因此当前数据取出的成形信号只与它的前一位数据有关。如果当前数据与前一数据相同，数据第一次保持时，输出的成形信号不变（如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1）；从第二次保持开始，输出的成形信号与前一信号相反（如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2）。如果当前数据与前一位数据相反，数据第一次跳变时，输出的成形信号与前一信号相反（如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2），从数据第二次跳变开始，输出的成形信号不变（如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1）。MSK的基带成形信号波形如图4-5所示图4-5 MSK的基带信号波形2、MSK解调原理MSK信号的解调与FSK信号相似，可以采用相干解调，也可以采用非相干解调方式。本实验模块中采用一种相干解调的方式。已知：把该信号进行正交解调可得到：Ik路：Qk路：我们需要的是、两路信号，所以必须将其它频率成份、通过低通滤波器滤除掉，然后对、采样即可还原成、两路信号。根据上面描述可构成一种MSK解调器，其方框图如图4-6所示：CPLD图4-6 MSK解调原理框图将得到的MSK调制信号正交解调，通过低通滤波器得到基带成形信号，并对由此得到的基带信号的波形进行电平比较得到数据，再将此数据经过CPLD的数字处理，就可解调得到NRZ码。在实际系统中，相干载波是通过载波同步获取的，相干载波的频率和相位只有和调制端载波相同时，才能完成相干解调。由于载波同步不是本实验的内容，因此在本模块中的相干载波是直接从调制端引入，因此解调器中的载波与调制器中的载波同频同相。四、 实验原理1、实验模块简介本实验需用到基带成形模块、IQ调制解调模块、码元再生模块及PSK载波恢复模块。（1）基带成形模块：本模块主要功能：产生PN31伪随机序列作为信源；将基带信号进行串并转换；按调制要求进行基带成形，形成两路正交基带信号。（2）IQ调制解调模块：本模块主要功能：产生调制及解调用的正交载波；完成射频正交调制及小功率线性放大；完成射频信号正交解调。（3）码元再生模块：本模块主要功能：从解调出的IQ基带信号中恢复位同步，并进行抽样判决，然后并串转换后输出。（4）PSK载波恢复模块：本模块主要功能：与IQ调制解调模块上的解调电路连接起来组成一个完整的科斯塔斯环恢复PSK已调信号的载波，同时可用作一个独立的载波源。本实验只使用其载波源。2、实验框图及电路说明a、MSK调制实验IQ调制基带成型图4-7 MSK调制实验框图MSK调制实验框图如图4-7所示，基带成形模块产生的PN码（由PN31端输出）输入到串并转换电路中（由NRZ IN端输入）进行差分编码，然后进行串并转换，串并转换后I路直接输出，Q路经半个码元延迟后输出，输出的IQ两路数字基带信号，经波形预取电路判断，取出相应的模拟基带波形数据，经D/A转换后输出。IQ两路模拟基带信号送入IQ调制解调模块中的IQ调制电路分别进行DSB调制，然后相加形成MSK调制信号，经放大后输出。MSK已调信号载波为10.7MHz，是由21.4MHz本振源经正交分频产生。b、MSK解调实验IQ解调码元再生图4-8 MSK解调实验框图MSK解调实验框图如图4-8所示。MSK已调信号送入IQ调制解调模块中的IQ解调电路分别进行DSB相干解调，相干载波由调制端的本振源经正交分频产生。解调输出的IQ两路模拟基带信号送入码元再生模块进行整形及抽样判决，转换为数字信元后再进行并串转换，经差分译码后输出。抽样判决前IQ信号需经整形变为二值信号，并且需恢复位同步信号。位同步信号恢复由码元再生模块中的数字锁相环完成。IQ两路抽样判决的位同步信号相差半个码元。IQ解调电路的载波也可由PSK载波恢复模块上的本振源提供，此时解调变为非相干解调，从解调输出的模拟基带信号可以看出信号失真很大，无法进行码元再生。五、 实验步骤1、 在实验箱上正确安装基带成形模块（以下简称基带模块）、IQ调制解调模块（以下简称IQ模块）、码元再生模块（以下简称再生模块）和PSK载波恢复模块。2、 MSK调制实验。a、关闭实验箱总电源，用台阶插座线完成如下连接：源端口目的端口连线说明基带模块：PN31基带模块：NRZ IN提供PN31伪随机序列基带模块：I-OUTIQ模块：I-IN将基带成型后的I路信号进行调制基带模块：Q-OUTIQ模块：Q-IN将基带成型后的Q路信号进行调制* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、按基带成形模块上“选择”键，选择MSK模式（MSK指示灯亮）。c、用示波器对比观察“NRZ IN”和“NRZ OUT”信号，写出差分编码规则。d、用示波器观察基带模块上“NRZ-I”及“NRZ-Q”测试点，并分别与“NRZ OUT”测试点的信号进行对比，观察串并转换情况。e、用示波器观测基带模块上“I-OUT”和“Q-OUT”点信号，并分别与“NRZ-I”、“NRZ-Q”对比，说明MSK信号的成形规则。f、用频谱分析仪观测调制后MSK信号频谱（可用数字示波器上FFT功能替代观测），观测点为IQ模块调制单元的“输出”端（TP4）3、 MSK相干解调实验。a、关闭实验箱总电源，保持步骤2中的连线不变，用同轴视频线完成如下连接：源端口目的端口IQ模块（IQ调制单元）：输出（J2）IQ模块（IQ解调单元）：输入（J3）IQ模块(载波单元)：输出（J5）IQ模块(载波单元)：输入（J4）* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、示波器探头分别接IQ解调单元上的“I-OUT”及“Q-OUT”端，观察解调后的波形。c、对比解调前后I路信号示波器探头分别接IQ模块的“I-OUT”端及“I-IN”端，注意观察两者是否一致。(若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。)d、对比观测解调前后Q路信号示波器探头分别接IQ模块的“Q-OUT”端及“Q-IN”端，注意观察两者是否一致。（若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可将按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。）4、 MSK再生信号观察a、关闭实验箱总电源，保持步骤2、3中的连线不变，用台阶插座线完成如下连接：源端口目的端口连线说明IQ模块：I-OUT再生模块：I-IN将解调后的I路信号进行抽样判决IQ模块：Q-OUT再生模块：Q-IN将解调后的Q路信号进行抽样判决* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。b、按再生模块上“选择”键，选择MSK模式（MSK指示灯亮）。c、对比观测原始NRZ信号与再生后的NRZ信号示波器探头分别接再生模块上“NRZ”端和基带模块上“NRZ IN”端，观察两路码元是否一致。若一致表示解调正确，若不一致可回到步骤2重新实验。5、 观测载波非相干时信号波形断开IQ模块上载波“输出”端与该模块上载波“输入”视频线，将IQ模块上载波“输入”端与PSK载波恢复模块上“VCO-OUT”端连接起来，此时载波不同步。从步骤2开始再次观察各信号。六、 思考题MSK及OQPSK基带信号有什么区别？这些区别产生了什么结果？实验三 m序列产生及其特性实验一、 实验目的通过本实验掌握m序列的特性、产生方法及应用。二、 实验内容1、观察m序列，识别其特征。2、观察m序列的自相关特性。三、 基本原理m序列是有n级线性移位寄存器产生的周期为的码序列，是最长线性移位寄存器序列的简称。码分多址系统主要采用两种长度的m序列：一种是周期为的m序列，又称短PN序列；另一种是周期为的m序列，又称为长PN码序列。m序列主要有两个功能：扩展调制信号的带宽到更大的传输带宽，即所谓的扩展频谱；区分通过多址接入方式使用同一传输频带的不同用户的信号。1、产生原理图10-1示出的是由n级移位寄存器构成的码序列发生器。寄存器的状态决定于时钟控制下输入的信息（“0”或“1”），例如第I级移位寄存器状态决定于前一时钟脉冲后的第i1级移位寄存器的状态。图中C0，C1，Cn均为反馈线，其中C0Cn1，表示反馈连接。因为m序列是由循环序列发生器产生的，因此C0和Cn肯定为1，即参与反馈。而反馈系数C1，C2，Cn1若为1，参与反馈；若为0，则表示断开反馈线，即开路，无反馈连线。图10-1 n级循环序列发生器的模型一个线性反馈移动寄存器能否产生m序列，决定于它的反馈系数，下表中列出了部分m序列的反馈系数，按照下表中的系数来构造移位寄存器，就能产生相应的m序列。表10-1 部分m序列的反馈系数表级数周期P反馈系数（采用八进制）37134152353145，67，75663103，147，1557127203，211，217，235，277，313，325，345，3678255435，453，537，543，545，551，703，74795111021，1055，1131，1157，1167，11751010232011，2033，2157，2443，2745，34711120474005，4445，5023，5263，6211，736312409510123，11417，12515，13505，14127，1505313819120033，23261，24633，30741，32535，37505141638342103，51761，55753，60153，71147，674011532765100003，110013，120265，133663，142305根据表10-1中的八进制的反馈系数，可以确定m序列发生器的结构。以7级m序列反馈系数为例，首先将八进制的系数转化为二进制的系数即，由此我们可以得到各级反馈系数分别为：、，由此就很容易地构造出相应的m序列发生器。根据反馈系数，其他级数的m序列的构造原理与上述方法相同。需要说明的是，表10-1中列出的是部分m序列的反馈系数，将表中的反馈系数进行比特反转，即进行镜像，即可得到相应的m序列。例如，取，进行比特反转之后为，所以4级的m序列共有2个。其他级数m序列的反馈系数也具有相同的特性。理论分析指出，级移位寄存器可以产生的m序列个数由下式决定： 其中，为欧拉函数，其值小于等于，并与互质的正整数的个数（包括1在内）。例如对于4级移位寄存器，则小于并与15互质的数为1、2、4、7、8、11、13、14，共8个，所以，所以4级移位寄存器最多能产生的m序列数为2。总之，移位寄存器的反馈系数决定是否产生m序列，起始状态决定序列的起始点，不同的反馈系数产生不同的码序列。2、m序列的自相关函数m序列的自相关函数为式中，A为对应位码元相同的数目；D为对应位码元不同的数目。自相关系数为对于m序列，其码长为P=2n1，在这里P也等于码序列中的码元数，即“0”和“1”个数的总和。其中“0”的个数因为去掉移位寄存器的全“0”状态，所以A值为 “1”的个数（即不同位）D为根据移位相加特性，m序列an与移位an进行模2加后，仍然是一个m序列，所以“0”和“1”的码元个数仍差1，由式（10-2）（10-4）可得m序列的自相关系数为当0时，因为an与an0的码序列完全相同，经模2加后，全部为“0”，即D=0，而A=P。由式（10-2）可知因此，m序列的自相关系数为假设码序列周期为P，码元宽度（常称为码片宽度，以便区别信息码元宽度）为TC，那么自相关系数是以PTC为周期的函数，如图10-2所示。图中横坐标以/TC表示，如/TC=1，则移位1比特，即TC；如/TC=2，则移位2比特，即TC，等等。图10-2 m序列的自相关函数在的范围内，自相关系数为由图（10-2）所示，m序列的自相关系数在0处出现尖峰，并以PTC时间为周期重复出现。尖峰底宽2TC，TC越小，相关峰越尖锐。周期P越大，就越小。在这种情况下，m序列的自相关特性就越好。由于m序列自相关系数TC的整数倍处取值只有1和1/P两种，因而m序列称作二值自相关序列。m序列的这种二值自相关系数的特性正是它应用在扩频码分多址系统的主要原因。由图10-2可知，如果序列的周期P足够大，在接收端的信号和发送端信号完全同步的情况下，接收端输出的信号电平就是峰值，而在其它的状态下接收机输出的信号平很小（如果P很大的话信号电平值近似为0），这正是所期望的情形。下面通过实例来分析自相关特性图10-3所示为4级m序列的码序列发生器。假设初始状态为0001，在时钟脉冲的作用下，逐次移位。D3D4作为D1输入，则n4码序列产生过程如表10-2所示。图10-3 4级m序列发生器表10-2 4级m序列产生状态表 状态时钟D1D2D3D4D3D4输出序列0000111110000020100003001010410011151100006011010710110180101119101010101101111111101012111101130111011400110115000111由图10-3所示的移位寄存器产生的4级m序列为：100010011010111，设此序列为。右移3比特后的码序列为：111100010011010，相应的波形如图10-4所示，同时为了进行自相关系数的计算，分别列出了序列是自身相乘的波形和的波形。比较和两个序列，相同码元的数目A=7，不同码元的数目D=8，则自相关系数，同理可得。可以验证：当时， 。图10-4 4级m序列的自相关函数3、m序列的互相关函数两个码序列的互相关函数是两个不同码序列一致程度（相似性）的度量，它也是位移量的函数。当使用码序列来区分地址时，必须选择码序列互相关函数值很小的码，以避免用户之间互相干扰。研究表明，两个长度周期相同，由不同反馈系数产生的m序列，其互相关函数（或互相关系数）与自相关函数相比，没有尖锐的二值特性，是多值的。作为地址码而言，希望选择的互相关函数越小越好，这样便于区分不同用户，或者说，抗干扰能力强。在二进制情况下，假设码序列周期为P的两个m序列，其互相关函数Rxy()为式中，A为两序列对应位相同的个数，即两序列模2加后“0”的个数；D为两序列对应位不同的个数，即两序列模2加后“1”的个数。为了理解上述指出的互相关函数问题，在此以时由不同的反馈系数产生的两个m序列为例计算它们的互相关系数，以进一步讲述m序列的互相关特性。将反馈系数为和时产生的两个5级m序列分别记做：1000010010110011111000110111010和：111110111000101011010000110100，序列和的互相关函数如表10-3所示。表10-3序列和的互相关函数表序列1 0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 1 0 1 0序列1 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0右移的码元数目（单位为）0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 309 1 7 1 9 9 7 1 7 7 1 1 1 9 7 9 7 7 1 1 7 7 1 7 1 1 9 1 1 1 1根据表10-3中的互相关函数值可以画出序列和的互相关函数曲线,如图10-5所示。可以看出，不同于m序列自相关函数的二值特性，m序列的互相关函数是一个多值函数。在码多址系统中，m序列用作地址码时，互相关函数值越小越好。研究表明，m序列的互相关函数具有多值特性，其中一些互相关函数特性较好，而另一些则较差。在实际应用中，应取互相关特性较好的m序列作为地址码，由此便引出m序列优选对的概念。图10-5 m序列的互相关函数曲线满足下列条件的两个m序列可构成优选对：由表10-3可以看出，级数的两个m序列（反馈系数分别为和可以构成优选对，因为它们的互相关函数值。m序列优选对的概念在后面讲GOLD序列时将会用到。4、m序列的性质前面详细讨论了m序列的产生原理，自相关以及互相关特性这部分将对m序列的性质做一个总结，有关特性以反馈系数为的5级m序列1000010010110011111000110111010为例进行验证。m序列具有以下性质：1） 均衡性由m序列的一个周期中，0和1的数目基本相等。1的数目比0的数目多一个。该性质可由m序列1000010010110011111000110111010看出：总共有16个1和15个0。2） 游程分布m序列中取值相同的那些相继的元素合称为一个“游程”。游程中元素的个数称为游程长度。级的m序列中，总共有个游程，其中长度为1的游程占总游程数的1/2，长度为2的游程占总游程数的1/4，长度为的游程占总游程数的。且长度为的游程中，连0与连1的游程数各占一半。如序列1000010010110011111000110111010中，游程总数为，此序列各种长度的游程分布如下： 长度为1的游程数目为8，其中4个1游程和4个0游程； 长度为2的游程数目为4，2个11游程，2个00游程； 长度为3的游程数目为2，1个111游程，1个000游程； 长度为4的连0游程数目为1； 长度为5的连1游程数目为1。3） 移位相加特性一个m序列与其经任意延迟移位产生的另一序列模2相加，得到的仍是的某次延迟移位序列，即，验证如下：=1000010010110011111000110111010，右移3位得到序列=0101000010010110011111000110111，则得=1101010000100101100111110001101，可以看出，右移五位即可得到。4） 相关特性我们可以根据移位相加特性来验证m序列的自相关特性。因为移位相加后得到的还是m序列，因此0的个数比1的个数少1个，所以，当时，自相关系数。m序列的自相关特性如式（10-6）所示，图10-2也清楚的表示了m序列的二值自相关特性。四、 实验原理 1、实验模块简介本实验需用到CDMA发送模块、CDMA接收模块及IQ调制解调模块。（1）CDMA发送模块：本模块主要功能：产生PN31伪随机序列，将伪随机序列或外部输入的其它数字序列扩频，扩频增益为32，扩频后输出码速率为512kbps，可输出两路不同扩频码信号。（2）CDMA接收模块：本模块主要功能：完成10.7MHz射频信号的选频放大，当本地扩频码设置为与发送端扩频码相同时，可完成扩频码的捕获及跟踪，进而完成扩频信号的解扩。（3）IQ调制解调模块：本模块主要功能：产生调制及解调用的正交载波；完成射频正交调制及小功率线性放大；2、实验框图及电路说明CDMA发送IQ调制CDMA接收 将CDMA发送模块内部产生速率为512K的m序列PN127送入IQ调制模块中进行PSK调制，经放大后输出。PSK已调信号载波为10.7MHz，是由21.4MHz本振源经2分频产生。扩频后的PSK已调信号送入CDMA接收模块中，与接收模块中产生的m序列相乘。接收模块m序列的结构与发送模块m序列的结构完全相同，速率也是512K，因此两个m序列只有相位不同。在接收模块中对该模块产生的m序列进行扣码，每周期扣掉1/4个码元，使发送端和接收端的两个m序列产生相对滑动，这样在接收模块的包络检波后可看到周期性的m序列自相关特性。五、 实验步骤1、 在实验箱上正确安装CDMA发送模块（以下简称发送模块）、CDMA接收模块（以下简称接收模块）及IQ调制解调模块（以下简称IQ模块）。2、 关闭实验箱电源，按如下方式连线：a、用鳄鱼夹连接发送模块上的“DATA1 IN”和“GND”测试钩。b用台阶插座线完成如下连接：源端口目的端口连线说明发送模块：DS1 OUTIQ模块：I-IN进行PSK调制 c用同轴视频线完成如下连接：源端口目的端口连线说明IQ模块：输出(J2)接收模块：输入(J2)将扩频后的PSK已调信号进行解扩* 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。3、 用示波器观测接收模块“输出2”点信号，调整“幅度”电位器使该点信号电压峰峰值为1.6V左右。4、 观察m序列波形及其特征a、将发送模块上“GOLD1 SET”拨码开关所有位全置为“0”（拨向下）。b、将接收模块上“GOLD SET”拨码开关所有位全置为“0”，按RESET键完成设置。c、将接收模块上“捕获”电位器逆时针转到底，此时捕获指示灯“LED1”应灭。d、用示波器观测发送模块“DS1”点信号波形。5、 用示波器观测接收模块“TX2”点信号波形，观察m序列的自相关特性。平衡性：随机序列中0和1的个数接近相等游程特性：把随机序列中连续出现0和1的子序列成为游程。连续的0或1的个数成为游程长度。随机序列中长度为1的游程约占总数的1/2，长度为2的游程约占1/2的平方，长度为3的约占游程总数的1/2的3次方、相关性：随机序列的自相关函数具有类似于白噪声自相关函数的性质周期性伪随机性：分布无规律。具有与白噪声相似的伪随机性实验四 多径衰落信道模拟实验一、 实验目的1、了解多径衰落产生原因及类型。2、了解多径干扰对信号的影响二、 实验内容观察多径干扰对信号的干扰三、 基本原理在陆地移动通信中，移动台常常工作在城市建筑群和其它地形物较为复杂的环境中，其传输信道的特性是随时随地而变化的，因此移动信道是典型的随参信道。移动通信中最难克服的是快衰落引起的时变特性。接收信号强度出现快速、大幅度的周期性变化，称为多径快衰落，也称小区间瞬时值变动。统计表明，在障碍物均匀的城市街道或森林中，信号包络起伏近似于瑞利（Rayleigh）分布，故多径快衰落又称为瑞利衰落。快衰落的衰落幅度变化与地形地物有关，可达10dB30dB，衰落速度与移动台移动速度有关。例如：车速40km/h，电波频率800MHz时，衰落速度达每秒3040次。在没有直达路径的情况下（当多径数较多时，各路径信号幅度差异很小），快衰落服从瑞利分布：式中信号幅度m均值为：，为其方差。在的时候取得最大值。在存在直达路径的情况下（在各径信号当中有一径信号强度明显高于其他各径），快衰落服从莱斯（Rice）分布：式中I0(x)为第一类修正贝赛尔函数。由式（15-2）可以看出，当ms0即不存在直达路径时，此式表示瑞利分布。1、 产生原因产生快衰落的原因有两个：多径效应和多普勒频移。（1）多径效应由移动体周围的局部散射体引起的多径传播效应称为多径效应，表现为快衰落。发射端的信号到达接收端的路径并非一条，由于经历不同的传播损耗和衰落，各径信号均不相同。从空间角度来看，沿移动台移动方向，接受信号的幅度随着距离变动而衰减，幅度的变化反映了地形起伏所引起的衰落以及空间扩散的损耗。从时域角度来看，各个路径的长度不同，因而信号到达的时间就不同，即如果从基站发送一个脉冲信号，则接收信号中不仅包含该脉冲，而且还包含它的各个时延信号。这种由于多径效应引起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，称为时延扩展。扩展的时间可以用第一个码元信号至最后一个多径信号之间的时间来测量。时延扩展将引起码间串扰，严重影响数字信号的传输质量。（2）多普勒频移在多径条件下，由移动体的运动速度和方向引起信号频谱展宽的现象称为多普勒效应。多普勒效应引起的附加频移称为多普勒频移，可用下式表示：式中是入射电波与移动台运动方向的夹角，是移动台运动速度，是波长。上式中，与入射角无关，是fd的最大值， fm称为最大多普勒频移。2、 快衰落的分类快衰落可以分为以下三类：空间选择性衰落，频率选择性衰落和时间选择性衰落。所谓选择性，是指在不同的空间、不同的频率和不同的时间，其衰落特性是不同的。下面首先介绍三个概念：时延扩展、相干带宽和相干时间。（1）时延扩展考虑到多径的影响，无线信号有不同的路径，每个路径有不同的路径长度，因此每个路径的信号到达时间是不同的，这种由于多径效应引起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，成为时延扩展，用符号表示。时延扩展会造成数字系统符号间干扰，因此限制了数字系统的最大符号率。为了避免码间串扰，应使码元周期大于多径引起的时延扩展，或者用下式表示。式中Tb表示码元周期，Rb表示码元速率。平均时延扩展为：式中D(t)表示时延概率密度函数，可以表示为指数形式和均匀形式，其中。对于近距离散射体、距离高大建筑物和远山的环境，多径时延扩展可近似为指数分布，指数形式的时延扩展表示为：GSM中采用等间隔分布（即均匀形式）来表征乡村地区的多径传播环境。均匀形式的时延扩展表示为：测试数据表明，不同环境下平均时延扩展是不一样的。多经环境下时延扩展的参数如表15-1所示：表15-1 多径环境下时延扩展参数的统计值参 数市 区郊 区最大时延时间/ms（相对于包络最高值30dB）5.012.00.37.0延迟扩展范围/ms1.03.00.22.0平均延迟扩展/ms1.30.5最大有效延迟扩展/ms3.52.0从表15-1中的实测数据可以看出，市区的传播时延比郊区长，相对于包络最高值30dB处所测的时延可达12ms。根据式（15-4），在没有采用分集接收或均衡等抗衰落措施时，要求比特率小于83.3kbps，否则将引起码间串扰。（2）相关带宽信号通过移动信道时会引起多径衰落，因此需要考虑信号中不同频率分量所受到的衰落是否相同。相关带宽表征的是信号中两个频率分量基本相关的频率间隔。衰落信号中的两个频率分量，在其频率间隔小于相关带宽时，它们是相关的，衰落特性具有一致性；在其频率间隔大于相关带宽时，它们是不相关的，衰落特性不具有一致性。根据衰落与频率的关系，可将衰落分为两种：频率选择性衰落和非频率选择性衰落，后者又成为平坦衰落。所谓频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落情况与频率有关，即信号经过传输后，各频率所受到的衰落具有非一致性，因而波形失真，成为频率选择性衰落。所谓非频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率无关，即信号经过传输后，各频率所受的衰落具有一致性，即相关性，因而衰落波形不失真。当信号带宽小于相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化具有一致性，成为非频率选择性衰落。这里，对相关带宽再做一点说明：相关带宽表征的是信号中两个频率分量基本相关的频率间隔。对于具有某一时延扩展值的一条信道，衰落信道的两个频率分量是否相关，取决于它们的频率间隔。在实际应用中，常用最大时延的倒数来规定带宽Bc，即：一般来说，窄带信号通过移动信道时将引起平坦衰落，而宽带扩频信号将引起频率选择性衰落。（3）相关时间多径效应可能引起时间选择性衰落，多普勒频移引起的频率扩展，使得信号在经过多径传输后可能引起时间选择性衰落。一般情况下，有关时间近似定义为多普勒频移的倒数，表示为：