通信课件6数字调制系统.ppt

第6章数字调制系统 6 1概述数字基带信号不能直接通过带通信道传输 需将数字基带信号变换成数字频带信号 用数字基带信号去控制高频载波的幅度 频率或相位 称为数字调制 从已调高频载波上将数字基带信号恢复出来 称为数字解调 数字调制方式 幅度调制 称为幅度键控 记为ASK 频率调制 称为频移键控 记为FSK 相位调制 称为相移键控 记为PSK 多进制的基带数字信号有多种状态 一位多进制符号将代表若干位二进制符号 在相同传码率条件下 多进制数字系统的信息速率高于二进制系统 二进制系统 随着传码率的提高 信道带宽增加 采用多进制可降低码元速率 减小传输带宽 同时 加大码元宽度 可增加码元能量 有利于提高系统的可靠性 多进制数字调制方式 多进制幅移键控 MASK 多进制频移键控 MFSK 和多进制相移键控 MPSK 第6章数字调制系统 6 2二进制幅移键控二进制幅移键控是最早出现的一种数字调制方式 记为2ASK 1 2ASK信号的调制用二进制数字基带信号控制载波的幅度 二进制数字序列只有 1 0 两种状态 调制后的载波也只有两种状态 有载波输出传送 1 无载波输出传送 0 假定调制信号是单级性非归零的二进制序列 1 码时 输出载波Acos 0t 0 码时 无输出 第6章数字调制系统 为第n个码元的电平值 单极性码 或1 双极性码 或 1 是时间宽度为的基本脉冲 2ASK信号乘法器完成调制 BPF取出已调信号 抑制带外频谱分量 通过调节还可以实现单边带或残留边带调制 第6章数字调制系统 2 2ASK信号的带宽功率谱其带宽是调制信号带宽的两倍 若只计及基带脉冲波形频谱的主瓣 带宽是基带脉冲的速率 是基带脉冲周期 第6章数字调制系统 3 2ASK信号的解调解调方式 相干解调和非相干解调 1 相干解调乘法器实现ASK频谱的再次搬移 使数字调制信号的频谱搬回到零频附近 LPF去除乘法器产生的高频分量 滤出数字调制信号 BPF滤除接收信号频带以外的噪声干扰 并保证信号完整地通过 乘法器输出 第6章数字调制系统 LPF输出由于噪声及信道特性的影响 LPF输出的数字信号是不标准的 通过对信号再采样 利用判决器对采样值进行判决 便可以恢复原 1 0 数字序列 判决准则 判为 1 判为 0 应该注意本地载波要与发送在波同频同相 以保证数据的正确解调 2 非相干解调利用包络检波器来实现 LPF滤除包络信号中的高频成分 平滑包络信号 非相干解调实现容易 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 6 3二进制频移键控二进制频移键控 2FSK 二进制数字序列控制载波的频率 发送端用不同频率的高频载波对应数字基带信号的不同状态 接收端将不同频率的高频载波还原成基带数字信号的对应状态 完成解调 载波频率变化时 相邻码元载波的相位可能是连续的 相位连续的FSK 也可能是不连续的 相位不连续的FSK 1 2FSK信号的调制例如 1 码用频率来传输 0 码用频率来传输 第6章数字调制系统 相位不连续的FSK信号可看作是两个交错的ASK信号之和 一个载频为 另一个载频为 是宽度为的基本矩形脉冲 表示的非 频差 两个载频之间的间隔 中心频率 两个载频的平均值2 2FSK信号的带宽当基带信号不含直流时 功率谱 第6章数字调制系统 带宽3 2FSK信号的解调类型 相干解调和非相干解调 1 相干解调 第6章数字调制系统 设 1代表 1 码 2代表 0 码 BPF1和BPF2可将两者分开 把代表 1 码的y1 t 和代表 0 码的y2 t 分成两路ASK信号 采用相干解调方式解调 采样判决可恢复原数据序列 第6章数字调制系统 乘法器输出LPF输出判决准则 判为 1 判为 0 第6章数字调制系统 2 非相干解调包络检波器取出两路的包络x1 t 和x2 t 对包络采样并判决 可恢复原数字序列 判决准则 判为 1 判为 0 第6章数字调制系统 6 4二进制相移键控二进制相移键控 2PSK 用二进制数字基带信号控制高频载波的相位 使高频载波的相位随着数字基带信号变化 1 二进制相移键控信号的调制方式 绝对调相和相对 差分 调相 绝对调相 PSK 利用载波初相位的绝对值 即固定的某一相位 来表示数字信号 例如 1 码用载波的0相位表示 0 码用载波的 相位表示 反之亦可 相对调相 差分调相 DPSK 利用相邻码元载波相位的相对变化来表示数字信号 相对相位指本码元载波初相与前一码元载波终相的相位差 例如 1 码载波相位变化 即与前一码元载波终相差 0 码载波相位不变化 即与前一码元载波终相相同 PSK信号 第6章数字调制系统 是双极性不归零二进制数字序列 或 1 图 a 若为单极性序列 极性变换变换为双极性序列 若为双极性序列 可省略极性变换过程 第6章数字调制系统 图 c 2PSK信号载波初始相位0表示 1 表示 0 对2DPSK信号用载波相位变化 即与前一码元载波终相差 表示 1 载波相位不变 即与前一码元载波终相相同表示 0 把DPSK波形看作PSK波形 所对应的序列是 是相对 差分 码 而是绝对码 这里是 1 差分码 2DPSK信号对绝对码来说是相对相移键控 对差分码来说是绝对相移键控 将绝对码变换为相对码 再进行PSK调制 就可得到DPSK信号 2PSK和2DPSK信号应具有相同形式的表达式 不同的是2PSK的调制信号是绝对码数字基带信号 2DPSK的调制信号是原数字基带信号的差分码 2 二进制相移键控信号的带宽调制信号为双极性NRZ数字序列时 二进制相移键控信号实际上是一种DSB SC信号 带宽与ASK相同 第6章数字调制系统 3 二进制相移键控信号的解调 1 2PSK信号2PSK信号相当于DSB SC信号 只能采用相干解调方式解调 在DSB SC解调器之后加一采样判决器 即可恢复原数字信号 第6章数字调制系统 到来时 乘法器输出LPF输出 到来时 乘法器输出 第6章数字调制系统 LPF输出为 判决准则 采样值大于0 判为 1 小于0 判为 0 2PSK信号相干解调 如果本地载波与发送载波不同相 会造成错误判决 这种现象称为相位模糊或者 倒 现象 例如本地载波与发送载波相位相反 采样判决器输出将与发送的数字序列相反 造成错误 一般本地载波从接收信号中提取 发送信号在传输过程中会受到噪声的影响 使其相位随机变化而产生相位误差 这种相位误差难以消除 因而2PSK信号容易产生误码 实际中2PSK信号不常被采用 2 2DPSK信号解调方法 相干解调和差分相干解调 1 相干解调2DPSK信号相干解调出来的是差分调制信号 2PSK相干解调器之后再接一差分译码器 将差分码变换为绝对码 就可得原调制信号序列 第6章数字调制系统 2DPSK信号解调不存在 倒 现象 即使相干载波出现倒相 使变为 差分译码器能使 2 差分相干解调通过比较前后码元载波的初相位来完成解调 用前一码元的载波相位作为解调后一码元的参考相位 解调器输出就是所需要的绝对码 要求载波频率为码元速率的整数倍 这时载波的初始相位和末相相位相同 BPF输出分成两路 一路加到乘法器 另一路延迟一个码元周期 作为解调后一码元的参考载波 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 判决准则 x0判为 0 差分相干解调法不需要差分译码器和专门的本地相干载波发生器 只需要将2DPSK信号延迟一个码元时间 然后与接收信号相乘 再通过低通滤波和采样判决就可以解调出原数字调制序列 优点 设备简单 缺点 对延迟电路精度要求比较高 2DPSK信号产生时是用差分码对载波进行调制 在解调时只要前后码元的相对相位关系不被破坏 即使出现了 倒 现象 只要能鉴别码元之间的相对关系 就能恢复原二进制绝对码序列 避免了相位模糊问题 应用广泛 第6章数字调制系统 6 5多进制幅移键控采用多进制数字调制技术可提高系统的频带利用率 用多进制数字基带信号对高频载波进行幅度调制 称为多进制幅移键控 MASK 已调波有M个幅度g t 是高度为1 宽度为的矩形脉冲 且有 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 首先将二进制数字序列转换为M进制序列 每k位一组 有2k种组合 可表示个状态 形成M进制序列 对高频载波进行ASK调制 就可得MASK信号 解调方式 相干解调和非相干解调 M进制基带数字序列的带宽只与脉冲周期有关 而与M无关 其带宽是基带信号带宽的两倍 是M进制基带脉冲的速率 是M进制基带脉冲周期 第6章数字调制系统 6 6多进制频移键控用M个频率不同的正弦波分别代表M进制数字信号的M个状态 在某一码元时间内只发送其中一个频率串 并变换电路将串行输入的k位二进制码转换成为并行输出的k位二进制码 然后由逻辑电路转换成具有M个状态的逻辑电平 这里k位二进制码有种组合 k位二进制码来到时 逻辑电路输出相应的逻辑电平 该逻辑电平一方面打开相应的开关 使对应的载波发送出去 同时关闭其他的开关 不让其他载波发送出去 一组组二进制码输入时 加法器的输出便是MFSK信号 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 接收带通滤波器滤除MFSK信号的带外噪声 各带通滤波器进行分频 有信号通过的那一路的包络检波器有包络信号输出 其他包络检波器没有信号输出 采样判决器在某一时刻比较所有包络检波器的输出电压 将最大者输出 就得到一个M进制码元 逻辑电路将此码元译码 形成并行的k位二进制码 并 串变换电路转换成串行二进制码 完成解调任务 还可采用分路滤波相干解调方式 包络检波器由乘法器和LPF代替 MFSK系统占用频带较宽 频带利用率低 用于调制速率不高的传输系统 这种方式产生的MFSK信号 其相位不连续 可看作是M个振幅相同 载波不同 时间上互不重叠的二进制ASK信号的叠加 带宽为最高载频 为最低载频 为M进制码元速率 第6章数字调制系统 6 7多进制相移键控MPSK用具有多个相位状态的正弦波来表示多进制数字基带信号的不同状态 M进制信号与二进制信号之间的关系 载波的一个相位对应k位二进制码元 如果载波有个相位 可代表k位二进制码元的M种组合 分为 多进制绝对相移键控 MPSK 和多进制相对 差分 相移键控 MDPSK MPSK信号 n 0 1 M 1 假定载波频率 0是基带信号速率的整数倍 第6章数字调制系统 是高度为1 宽度为的脉冲 为k比特码元的持续时间 表明 MPSK信号可等效为两个正交载波进行多电平双边带调幅所得已调波之和 带宽与MASK信号一样 是调制信号带宽的两倍 1 相位配置相位配置 MPSK信号的M个相位与其代表的k位二进制码元之间的对应关系 各相位值都是相对于参考相位而言的 通常取0相位作为参考相位 对绝对调相 参考相位为未调载波的初相 对相对调相 参考相位为前一码元载波的末相 正为超前 负为落后 采用等间隔的相位差 相位间隔是 M增大 相位间隔减小 系统可靠性下降 所以M不能太大 最常使用的是四相PSK 4PSK 和八相PSK 8PSK a 2相移系统 b 4相移系统 虚线为参考相位 第6章数字调制系统 2 4PSK信号四相调相信号是一种四状态符号 00 01 10 11 输入的二进制序列 每两位一组 用载波的四种相位表征它们 由两个码元构成一种状态的符号码元称为双比特码元 分为 四相绝对相移键控 4PSK 和四相相对 差分 相移键控 4DPSK 1 4PSK信号的产生 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 串行输入的单极性二进制序列 每两位一组 前一位用A表示 后一位用B表示 经串 并变换成宽度加倍的并行码 A B在时间上对齐 单极性码变成双极性码 0 1 1 1 然后与载波相乘 此系统产生的是 4PSK信号 产生 2PSK信号 只需把载波移相 4后再加到乘法器上即可 2 4PSK信号的解调正交相干解调法 极性比较法 第6章数字调制系统 不考虑噪声 接收信号在一符号码元持续时间内可表示为 4移相系统两路乘法器的输出LPF输出 第6章数字调制系统 判决准则 正采样值判为 1 负采样值判为 0 解调 2移相系统的4PSK信号 除改变移相网络和判决准则外 其他与 4移相系统相同 正交相干解调法解调4PSK信号存在相位模糊问题 第6章数字调制系统 3 4DPSK信号 1 4DPSK信号的产生串 并变换将串行的二进制序列变换为并行的A B两路序列 差分编码器将两路并行绝对码编码为两路差分码 极性变换装置变换为双极性码 第6章数字调制系统 2 4DPSK信号的解调 2移相系统 设某一符号码元及其前一符号码元载波分别为 第6章数字调制系统 通过比较前后两个符号码元载波初相与终相的相位差实现差分相干解调 当载波频率是符号码元速率的整数倍时 本符号码元载波初相与前一符号码元载波初相的相位差实际上与前一符号码元终相的相位差是等效的 n为本符号码元载波初相角 n 1为前一符号码元载波初相角 经 4移相后乘法器输出 第6章数字调制系统 LPF输出判决准则 采样值小于0判为 1 采样值大于0判为 0 第6章数字调制系统 6 8 正交振幅调制2ASK频带利用率是1b s Hz 利用正交调制技术 频带利用率可提高一倍 对于多进制 还可提高频带利用率 正交振幅调制 QAM 用两路基带信号对两个正交同频载波进行抑制载波双边带调幅 用于高速传输场合 方式 二进制QAM 4QAM 四进制QAM 16QAM 八进制QAM 64QAM 分别有4 16 64 个矢量端点 信号矢量端点分布图称为星座图 信号状态和信号电平之间的关系 M m2 m为电平数 M为信号状态 a 4QAM星座图 b 16QAM星座图 c 64QAM星座图 第6章数字调制系统 1 QAM信号的调制输入二进制数字序列通过串 并变换 交替选取比特 转换为两个独立的二进制数据流和 速率减半 经2 m变换器变为m进制信号和 QAM信号 第6章数字调制系统 为m进制码元间隔 式中xk和yk为双极性m进制码元 2 QAM信号的解调正交相干解调 LPF输出采样判决恢复出m电平信号x t 和y t 第6章数字调制系统 几种调制方式的频带利用率比较 在频带受限系统 QAM是一种很有发展前途的调制方式 现已有64QAM 256QAM等集成芯片 第6章数字调制系统 6 9无载波幅度相位调制同 无载波幅度相位 CAP 调制与QAM有相同的频谱特性 理论基础和信号星座映射关系 异 CAP以数字方式实现 QAM以模拟方式实现 CAP调制不用载波表示相位和幅度的变化 也不传送载波 用幅度特性相同而相位特性不同的两个数字滤波器完成调制 成本低 QAM星座图映射是不变的 CAP可进行相位转换 能适应信号的抖动 接收端需要监测星座映射的相应位置 第6章数字调制系统 6 10交错正交相移键控现代通信出现的新问题 信道的带限和非线性对传输信号的影响 多进制调制是提高频带利用率的一种有效方法 恒包络技术能适应信道的非线性 频带利用率高 恒包络技术的已调波包络恒定 通过非线性部件时 只产生很小的频谱扩展 特点 包络恒定或起伏很小 已调波频谱具有高频快速滚降特性 旁瓣小 或者几乎没有旁瓣 由于 d t dt 为控制已调波的频谱特性 必须控制它的相位特性 1 交错正交相移键控信号的调制4PSK常称为正交相移键控QPSK Quadriphase shiftKeying 频带利用率较高 理论值达2b s Hz 但当码组00 11或01 10时 产生180 的载波相位跳变 引起包络起伏 通过非线性部件 使已经滤除的带外分量又被恢复出来 导致频谱扩展 增加对邻信道的干扰 为了消除180 的相位跳变 提出了交错正交相移键控 OQPSK 方式 第6章数字调制系统 OQPSK是对QPSK的改进 同 也是把输入码流分成两路 然后进行正交调制 与QPSK有同样的相位关系 异 同相和正交支路码流错开半个双比特码元周期 每次只有一路可能发生极性翻转 不会发生同时翻转现象 信号相位只能出现0 90 跳变 不会出现180 的相位跳变 TS 2延迟保证两支路偏移半个双比特码元周期 BPF的作用是形成OQPSK信号的频谱形状 使包络恒定 第6章数字调制系统 2 交错正交相移键控信号的解调采用正交相干解调方式解调 Q支路信号采样判决时延迟TS 2 保证对两支路交错采样 OQPSK克服了QPSK的180 的相位跳变 信号通过BPF后包络起伏小 性能得到了改善 受到了广泛重视 但码元转换时 相位变化不连续 存在90 的相位跳变 高频滚降慢 频带仍然较宽 第6章数字调制系统 6 11最小频移键控相位不连续的FSK信号 功率谱产生很大的旁瓣分量 带限后会引起包络起伏 相位连续的频移键控 CPFSK 控制相位的连续性的数字频率调制 在一个码元时间内若传 0 码载频为 1 传 1 码载频为 2 偏移为 上式可写为比较两式 在一个码元时间内 相角 初相角 0 取决于过去码元调制的结果 它的选择要防止相位的不连续 对于FSK信号 当 n为整数 时 就认为它是正交的 为了提高频带利用率 要小 当n 1时 达最小 有或者称为调制指数 频偏频差 第6章数字调制系统 它等于码元速率1 TS之半 这是最小频差 CPFSK的这种特殊选择称为最小频移键控 MSK 由代入若 0 0假定 号对应于 1 码 号对应于 0 码 将t Ts代入前式 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 当t 0时 由式可得 t 变化曲线 正斜率直线表示传 1 码的相位轨迹 负斜率直线表示传 0 码的相位轨迹 这种由可能的相位轨迹构成的图形称为相位网格图 在一码元时间内 相对于前一码元载波相位不是增加 2 就是减少 2 t 在每一码元结束时为 2的整数倍 第6章数字调制系统 将式扩展到多个码元时间 可写为Pk为二进制双极性码元 取为 1 由上式和图看出 k为截矩 其值为 的整数倍 即 k k 表明 MSK信号的相位是分段线性变化的 在码元转换时刻相位仍然连续 即将式代入式 MSK表达式上式利用三角等式展开 并注意到sin k 0 第6章数字调制系统 式中 正交调制方法产生 第6章数字调制系统 输入数据序列进行差分编码 送入串 并变换器 形成两路并行数据 下路通过一个码元时间的延迟 使两路交错 Ik cos k 1 Qk Pkcos k 1 振荡器产生加权函数和 分别对两路对数据加权 产生和 对正交载波进行调制 相加形成MSK信号 虽然每个码元的持续时间为Ts 由于有相位连续性的要求 故Ik只能在的过0点改变 同理 Qk也只能在的过0点改变 并且 Ik仅当k等于偶数时才可能改变符号 Qk仅当k等于奇数时才可能改变符号 二者不同时改变符号 加权函数都是一个个正负符号不同的半正弦波 两支路码元互相偏离时 恰好使和错开1 4周期 保证了MSK信号相位的连续性 MSK信号可采取正交相干解调的方法恢复原码序列 此外 还有其它解调方法 第6章数字调制系统 6 12正弦频移键控码元极性变化时 MSK相位变化 2 码元转换时刻相位仍然连续 码元极性变化 相位曲线出现尖角 导致频谱旁瓣滚降速度下降 带外辐射增加 为减小带外辐射 提高频带利用率 应平滑尖角 产生了正弦频移键控 SFSK 第6章数字调制系统 在MSK相位上叠加一正弦波 输入码元极性变化时 正弦波相位也跟随变化 例如 0 1 码时 正弦波相位为0 1 1 码时 正弦波相位为 这样可平滑相位尖角 同时 还能保留MSK一个码元时间内相位最大变化 2的优点 输入 1 码 相位增加 2 0 码 相位减少 2 每码元间隔载波相位变化 2 码元转换时刻 相位变化率为0 加快了SFSK信号频谱的滚降速度 第6章数字调制系统 6 13平滑调频SFSK每一码元的中点附近相位轨迹变化率超过了MSK 这导致SFSK频谱的主瓣宽度超过了MSK 为了保留SFSK的优点 克服其缺点 产生了平滑调频 TFM 调频波可表示为cos 0t t 不同的调制方式有不同的 t MSK的相位曲线在一个码元内是线性的 SFSK用正弦函数在一个码元内平滑了MSK的线性相位 采取相关编码技术 可把相位的平滑扩展到几个码元时间内 选择 t 适当的函数形式 能改善频谱形状 TFM采用了相关编码技术 输入为双极性冲激序列an 1或 1 编码规则 第6章数字调制系统 当a0a1 1时 TS 0 a0a1 1时 TS 4 上式表明 第m个码元内的相位变化不仅与am有关 而且还与相邻码元am 1和am 1有关 在一个码元内 的值可能为0 4 2 取何值 取决于三个码元之间的组合 根据上述编码原则 TFM在一个码元内相位平均变化率小于SFSK 当输入码元极性交替时 相位维持恒定 变化率等于零 在一个码元内只变化 4 而SFSK变化 2 TFM的相位变化率小于SFSK 对SFSK的改进 保留SFSK相位在码元转换点变化率为零 同时 减小了相位在一个码元内各时刻的斜率 使频谱滚降加快 带外辐射减小 频谱主瓣变窄 分析表明 其主瓣宽度小于SFSK 几乎没有旁瓣 是一种较好的调制方式 在实际中得到了应用 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 6 14高斯最小频移键控为了减小已调波带宽和对邻道的干扰 调制前对基带信号进行高斯滤波 再进行最小频移键控调制 称为高斯最小频移键控 GMSK 1 基本原理基带信号先经过高斯滤波器 低通滤波器 形成高斯脉冲 再进行MSK调制 高斯脉冲无陡峭的边沿 亦无拐点 已调波相位在MSK的基础上进一步平滑 其频谱特性优于MSK 第6章数字调制系统 2 GMSK信号的调制要求高斯滤波器具有 1 窄带锐截止特性 抑制高频分量 2 冲激响应过冲量要小 防止产生过大的瞬时频偏 3 滤波器冲激响应曲线下的面积对应于 2的相移 使调制指数为1 2 高斯滤波器传输函数 是与滤波器3dB带宽Bb有关的一个常数 由3dB带宽定义有即 第6章数字调制系统 所以改变 Bb将随之改变 滤波器冲激响应h t 不是时限的 随t2按指数规律迅速下降 可近似认为它的宽度有限 GMSK信号的相位路径由脉冲形状决定 在一个码元内相位变化取决于其脉冲的面积 由于h t 的非时限性 相邻脉冲会产生重叠 一个码元内脉冲面积受相邻码元的影响 近似认为脉冲宽度为3Ts Ts为码元宽度 脉冲波形的重叠只考虑一个码元的影响 确认相位路径的原则 1 一个码元内相位增加还是减小 取决于该码元内脉冲波形叠加后的极性 面积为正相位增加 反之减小 2 一个码元内相位变化取决于该码元内叠加后脉冲面积的大小 相邻三个码元为 1 1 1 滤波器和VCO保证一个码元内相位增加 2 相邻三个码元为 1 1 1 滤波器和VCO保证一个码元内相位减少 2 其他码流下 叠加后脉冲面积比上两种情况要小 相位变化小于 2 一种产生方法 在 2BPSK调制器后接一个PLL 2BPSK保证每个码元的相位均变化 2 平滑BPSK的相位突变 在码元转换点相位连续 没有尖角 解调 正交相干解调方式或模拟相加方法解调 应用 GSM系统 第6章数字调制系统 第6章数字调制系统 6 15调制解调器调制解调器 Modem 由基带处理 调制解调 信号放大 滤波和均衡等组成 调制是将数字信号加到音频载波上去 产生适合于电话信道传输的音频模拟信号 解调是从音频载波中恢复数字信号 Modem是一个将数字信号转换为模拟信号并且再转换回数字信号的转发器 物理上位于计算机和模拟信道之间 在发端 Modem从一个串行数字接口 如RS 232 接收数字脉冲 将它们转换为模拟已调信号 然后通过模拟信道传输 在接端 从信道接收模拟已调信号 将它们再转换为数字脉冲 传送到数字接口 采用的调制技术 ASK FSK PSK QAM等 单独的ASK使用较少 它对噪声干扰敏感 易导致数据出错 低速Modem采用FSK 高速Modem采用PSK 超高速Modem采用相位和幅度组合调制 第6章数字调制系统 1 调制解调器的类型同步和异步Modem 有线和无线Modem 外置和内置Modem 硬件和软件Modem 低速 中速和高速Modem以及单工 半双工和全双工Modem等 1 同步调制解调器和异步调制解调器同步Modem用于高速数据传输 速率达56kb s 同步信息在接收机中恢复 异步Modem用于低速数据传输 速率为2 4kb s 不必恢复同步信息 1 同步调制解调器采用PSK或QAM调制 用于中 高速数据传输 时钟与数据一起调制一个连续载波 接收Modem从已调波中提取相干载波用来解调数据 同步信息从数据中恢复 有同步时钟和载波恢复电路 故结构复杂 较异步Modem价格贵 第6章数字调制系统 PSK用于中速 2 4 4 8kb s 同步Modem QPSK用于2 4kb sModem 8PSK用于4 8kb sModem 16QAM用于9 6kb s高速Modem 2 异步调制解调器使用ASK或FSK调制技术 用于低速数据传输 速率为2 4kb s Bell103及等效标准的异步Modem 用两线拨号电路进行全双工操作 2 有线调制解调器和无线调制解调器有线Modem用于有线信道数据传输 无线Modem用于无线信道数据传输 3 外置调制解调器和内置调制解调器外置Modem 位于计算机外部 占用计算机的一个串行端口 需要连接单独的电源供电 连接麻烦 价格也较贵 但具有相对较好的性能 内置Modem 插入计算机内的一个扩展槽 和计算机内部电路存在着一定的电磁干扰 且占用一部分CPU资源 价格便宜 第6章数字调制系统 4 硬件调制解调器和软件调制解调器硬件Modem 所有功能由自身完成 有自己的DSP芯片 用于信号处理 软件Modem 一些工作由CPU来完成 Modem只保留调制解调芯片 优点 体积小 耗电低 适合于便携电脑使用 缺点 适应范围窄 传输数据速率低 减慢了应用程序的运行速度 目前 一些硬件Modem也在引入软件数据处理技术 用微处理器和存储器组成的控制器部件加入Modem 使得Modem具有了软件支持的一些附加功能 如自动呼叫和应答 多种速率选择 数据压缩 自动监测等 称为智能Modem 5 低速 中速和高速调制解调器速率在2 4kb s以下的为低速Modem 4 8 9 6kb s的为中速Modem 9 6kb s以上的为高速Modem 6 单工 半双工和全双工调制解调器 第6章数字调制系统 根据Modem的两线工作方式 分为单工 半双工和全双工Modem 目前Modem都实现了两线双工 2 调制解调器的速率分为DTE速率和DCE速率 DTE速率 Modem与计算机连接的接口速率 典型值为115 2kb s 57 6kb s等 DCE速率 Modem与电话线连接的接口速率 典型值为56kb s 33 6kb s 14 4kb s 9 6kb s 等 DCE速率又分上行速率和下行速率 上行速率 DTE通过Modem向服务器传输数据的速率 典型值为48kb s 33 6kb s等 下行速率 DTE通过Modem从服务器下载数据的速率 典型值为56kb s 33 6kb s等 通常说的56K的Modem即是指其下行速率为56kb s 第6章数字调制系统 1998年2月 ITU制定了V 90规范 定义了不对称传输技术 使Modem以33 6kb s速率发送数据 以56kb s的速率接收数据 V 90Modem开发出来之前 Modem通过模拟本地环路连接至电话局 数据在传输时要进行两次变换 从A到B时 AModem进行数 模转换 远端BModem则进行模 数转换 反之依然 1 调制解调器的速率限制33 6kb s的速率被认为是话音信道Modem所能达到的最高速率 电话网中使用的编译码器 理论噪声门限是39 5dB 多数实际网络的噪声门限 第6章数字调制系统 仅有35 36dB 假定信道带宽为3kHz 量化噪声门限为35dB 由香农公式从技术角度 有3个因素限制了模拟Modem33 6kb s的最高数据传输速率 语音信道的有限带宽 信道的信噪比以及模 数转换引入的量化噪声 1 带宽语音信道的最大带宽不超过4kHz 不论Modem接收灵敏度如何提高 其信号速率总是受这个带宽的限制 2 信噪比信号通过模 数转换 最大信噪比在38 39dB之间 这使Modem的速率限制为33 6kb s 3 量化噪声 第6章数字调制系统 模拟信号在电话局被数字化 在远端电话局被还原为模拟信号 量化噪声使语音信道在理论数据传输能力被限制在大约35kb s 考虑38 39dB最大信噪比 数据传输速率被限制为33 6kb s 2 解决办法服务提供者将设备直接与数字网络相连时 可以省去一次模 数转换 V 90Modem能以56kb s的速率接收数据 发送数据仍然必须经过两次模 数转换 因而数据速率限制为33 6kb s V 90Modem通常在上市时标明能够提供56kb s的速率操作 实际操作的平均速率只有40k s 44kb s 下载时Modem不受香农公式的限制 为什么仅是56kb s而不是更高呢 原因 电话网采用PCM方式传输语音 每秒采样8000次 量化为128个等级 每量化值7bit 这使得数据传输速率不会超过8000 7 56kb s 第6章数字调制系统 3 调制解调器的双工技术利用两线实现双工传输采用的方法 频分法 时分法和回波抵消法 1 频分法话音信道分成两个子信道 一个用于发送数据 另一个用于接收数据 ITU T制定了一系列Modem标准 称为 V系列 V 21标准的Modem使用2FSK调制 传输速率为300波特 采用两线双工技术 在一个话音频带内安排了两个采用FSK方式工作的信道 中心频率分别为1080Hz和1750Hz 发起模式中用980Hz传输 1 用118