IGBT故障电流限制电路高效率.doc

IGBT故障电流限制电路高效率，短路耐受时间长的IGBT的需求量正在增加，但是，设备固有权衡使得设计者无法同时满足这两点要求。本文提出的电路，通过限制故障电流强度延长了高效（高增益）IGBT的短路耐受时间，同时，由于限制了故障电流强度，关断电压瞬变被降低了，这是一种可取的副作用，特别是在较高的电流模块中。此外，负面的米勒效应也被有力地均衡了。如果故障电流是短时瞬态类型，电路便恢复正常运行；在容易产生噪音的系统中，这是一种独特并且理想的结构。这种电路并不需要外接直流电源；并且它的结构简单，使得将其集成于IGBT模块或将其用作于门极驱动和模块之间的接口变得可行。引言功率晶体管被用来控制和转变电气设备的电力，这一过程是通过在预定情况下开启/关断功率晶体管来完成的。程序设计者选择这些装置，并通过它们在正常情况下可靠地控制电路电流，同时，估算过载情况。而在故障或短路电路中，一个功率晶体管也许会承受非常高的浪涌电流-其强度主要被自身增益所限制；这时，只有及时地控制及消除故障电流（采用外部措施）才能防止装置发生故障。在可能发生故障的应用中，如电机驱动市场就是最好的例子；外部保护电路被用来检测故障并通过关闭基地/门极驱动来关断晶体管。在所述应用中，除使用“智能模块”的装置之外，都在外部接有保护电路。因此，半导体装置制造商被要求保证最低短路承受时间-一种用来测量装置故障电流承受时间的方式。一种设备权衡介于短路耐受时间与功率晶体管的电流增益之间，即，晶体管的增益越大，故障电流强度就越大，同时短路耐受时间就越短。由于IGBT固有的增益更高，所以，这种权衡对于IGBT制造商来说更为重要。如今应用的低增益IGBT虽然具有更长的短路耐受时间，但操作效率却降低了。另一方面，高增益IGBT也需要更灵敏的外部保护电路来维持其更高的效率。市场趋势是提高系统效率，这就转变为了对高效率IGBT的需求。具有更长短路耐受时间的IGBT仍被普遍应用，特别是在现有设计中。本文提出的故障电流限制电路（或FCLC）帮助我们完成上诉两个目标。这种电路通过检测故障并降低栅极电压而工作。降低的栅极电压限制了故障电流的强度并因此而延长了短路耐受时间4,5。例如，延时允许转换瞬态和负载电流尖峰的延续，而后者是由电机电缆的充电电流引起的。如果故障电流是只持续几微秒的瞬时型，电路将恢复栅极电压，器件也将不受阻碍地正常运行；在容易产生噪音的系统中，这是一种理想的器件。但是，市场上现有的许多驱动/保护集成电路（ICs）和“智能”模块并不具有这种诊断特征。在发生短路时【1】，保护电路的设计需要考虑以下三个引起IGBT故障的关键因素。超过热限制如果装置持续短路，大电流产生的功耗将会导致温升的产生。由于其短热时间常数，模块的温度上升及其迅速。如果模块温度超过硅片本征温度（250），器件将失去阻断能力，使得依靠栅极控制的保护方式不再可行。降低故障电流幅值能够限制IGBT模块的功耗，从而延长故障耐受时间。IGBT可能在短路状况下长时间工作，却在关断时因为以下状况发生故障。锁闭：正如其他文献所述【3】，IGBT的四层结构与晶闸管相似。通过限制两个晶体管的增益以及降低NPN晶体管 rb的基极阻值可以停止晶闸管的工作。当IGBT在故障情况下被关断、金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）通道开始关断时，器件的大部分电流改变方向流经rb。rb上的压降使NPN晶体管的基极-发射极正向偏压，使其开启并产生IGBT的再生锁闭。降低关断时的故障电流以减小流过rb区域的电流量来充分地降低类晶闸管关断的可能性。超过额定电压：大的故障电流的下降率在外部电路杂散电感和内部封装电感中产生一个等于Ldi/dt的电压。如果这个过压过大，就会使开关转换器件发生雪崩击穿；如果储存在杂散电感内的能量超过了晶体管的雪崩承受能力就会导致器件失效。尽管外部电路杂散电感能够通过退偶电容极大地降低，内部封装电感仍达不到用户的要求。因为关断di/dt随着电流幅值增长，在大电流模块中能够轻易地达到几千A/ms。结温较低时，储存在器件中的电荷复合更快，这种情况更糟糕。由此产生的高di/dt会在IGBT模块中产生高的过压而引起故障。通过减缓故障电流关断di/dt能够避免失效模式，即，通过（1）增加关断栅极电阻，（2）降低栅极驱动电压，或者（3）在关断前减小故障电流幅值。因为会增强不利的米勒效应【1】，增加关断栅极电阻并不是十分可行的解决方案。其他两种方法则可以避免此不利影响。通过以上讨论，我们能清楚地认识到:降低故障电流幅值能减小在故障情况下引起IGBT失效的三个主要应力。本文提到的FCLC能够满足以下理想属性：（i） 该电路能够限制允许通过IGBT的最大故障电流并能够降低承受大电流的器件以及这个系统的其它部分的应力。（ii） 该电路能耐受噪音和其他不利因素。由于高开关di/dt以及杂散电路电感，开关电路会产生噪音。故障探测方法应该忽略如二极管恢复等类似情况产生的噪音以及瞬时过电流。（iii） 在“导通出现故障”及“开关进入故障”之类的情况下，该电路应该足够灵活以便操作。（iv） 该电路不应对IGBT的开关及导通产生不利影响。由于温度升高，这将在系统的运行效率及部件的可靠性上有所反映。（v） 该电路的在能正确定义故障发生概率的地方应能很容易的设置。所述电路的操作图1所示电路同以下元件组成：（1） 齐纳二极管 Z1 ，用于产生所需的钳住电压。（2） 二极管D2，用于阻断负的断态栅极偏压。（3） MOSFET S1，用于控制电路的（开通/关断）操作状态。（4） 来自于分压器的电阻器R1、R2和R3。电阻RG、R1、R2和R3被调整以产生需要的时间常数t1=(RG+R1+r2)*R3/(RG+R1+R2+R3)*Ciss，其中Ciss为MOSFET的输入电容。（5） 快速二极管D1被用作故障检测元件，其额定电压与被保护的IGBT相同。本电路利用集电极-发射极电压（VCE）检测技术来检测短路电路的发生。根据定义，短路电路意味着唯一被电源探测的阻抗是开关器件。此电源电压将因此被加在这个器件上。当这种情况发生时，IGBT将脱离其低通态压降模式并生成输出特性曲线。当本应处在低通态的器件处于高压状态时，该电路将检测到此器件。当处在正常情况下时，栅极驱动电压加在栅极和发射极终端上，且，当VCE超过栅极阈值时，IGBT开始导通。在开通瞬态结束时，VCE降低至通态压降水平。此过程完成的持续时间在100ns到2微秒之间（取决于IGBT的特性以及负载电流幅值。起初，由于栅极驱动电压高并且IGBT仍然处于关断状态，二极管D1反向偏压。栅极驱动开始对MOSFET S1 的栅极以由时间常数1决定的速率充电。这个时间常数被调整以使MOSFET栅极电压至少在IGBT完成开启过程之前维持在比其阈值低的值。如果此导通过程正常进行，VCE将降低至通态压降水平。当VCE低于栅极信号水平（如15v）时，二极管D1正向偏压且a点的电势开始随着VCE一同降低。当开启过程即将完成时，a点的电压降低至几伏。在上述情况下，电阻R1和R2被调整以保持MOSFET栅极电压低于其阈值电平。 最终，如图2波形图所示，IGBT的栅极信号并未受到影响。如果IGBT出现短路，当电源电压被强加在集电极和发射极两端时，VCE保持在关断状态电平。双极管D1则保持反向偏压，且MOSFET栅极的电势继续朝由栅极电压和电阻R1、R2、R3的相对值决定的电平上升。这些电阻在上述情形下被调节以保证MOSFET的开通。一旦MOSFET S1被开通，IGBT栅极信号便被保持在较低的电压；该电压主要由齐纳二极管 Z1的雪崩电压决定。最终，IGBT栅极信号降低至较低水平，如图2波形图所示。 从该图还可以看出，这些电路元件还被调整以产生1s的延时。通过将栅极电压保持在一较低的电平，故障电流幅值被降低，因此，IGBT模块的功耗被降低。降低损耗最直接的作用如前所述，即：延长了器件短路耐受时间。在图3至图5中，对比了在具有和不具有FCLC电路的情况下的短路波形，可以发现：故障电流及相应能耗都明显降低了。在FCLC的作用下，故障电流从400A降低至230A，而能耗也由10s 内的1.35J降低至0.8J。选择降低所述损耗的钳住电压的标准将在下文进行讨论。本文再次在此强调：文中所述FCLC只用于延长IGBT短路耐受时间。慢速主保护电路将最终完全关断栅极驱动及阻止IGBTs的放电。在一些经常产生窄而幅值大的电流尖峰的应用中，如电动机电缆的电容电流或噪音引发的贯通瞬变，电平必需被限制以使栅极电压降低。这种瞬态如果被认为是一种非破坏性类型，其必须不能对可能引起系统崩溃的保护电路产生不利影响。因此，钳住电压应维持在足够高的水平以允许电路在此瞬态过去时能够不被自锁。钳住电压的值由已知的任何应用所给出的最大估计负载电流所决定。IGBT栅极电压应该足够高以便器件在仍处于饱和状态的情况下仍能提供足够负载电流。如图3所示，栅极钳住电压(=12v)被用于为测试模块提供两次额定电流。在实际应用中，最大负载电流会明显低于峰值额定电流，这将允许使用低得多的钳位电压，从而延长短路耐受时间。以上讨论的情况将在以下各段进行证明。故障可能在IGBT处于导通状态时发生。如图6所示，在发生故障前，IGBT正通过感性负载电流。如图所示，VCE从低通态电压迅速地上升到直流阻断电压。二极管在此时反向偏压；正如先前出现的情况一样，IGBT栅极信号开始为MOSFET输入电容充电，而二极管D1的恢复电流将加快此过程。最终，IGBT栅极电压在较短时间内被限制；在这种故障类型下这是一个有利的影响，因此没有必要延迟电路反应。事实上，更快的电路反应有助于减少不利的米勒效应。在图6中，模拟了时长为5微秒的瞬态型故障。在故障结束时，IGBT电流还原为负载电流；VCE恢复至通态电压水平；二极管D1恢复为正向偏压状态；钳位电路被关断。栅极电压恢复至初始值且操作可不受阻碍地继续进行。如果栅极钳住电压降低至一个过低的水平，IGBT将不能承受负载电流并且VCE即使在瞬态故障消失以后也仍将保持在较高水平，FCLC在这种状态下将保持锁闭以使IGBT维持在“伪”故障状态。这个过程将保证主要保护电路的误触发以及电路的关断行为。通过选择适当的钳位电压可以避免滋扰跳闸。我们可以看到：随着钳位栅极电压的降低，IGBT的短路耐受时间可以显著地延长，这使慢速主保护电路的应用变得可能。备用电路图1所示电路要求基于栅极阈值电压对MOSFET S1 进行选择。如果所选IGBT具有过高的通态压降，就可能找不出适合的MOSFETs。图7所示的电路能消除MOSFET的选择问题。Zener Z2 被用来抵消IGBT的通态压降（无论此压降可能会有多高）。通过这种方式，当IGBT即使通有情况最坏的负载电流时，MOSFET S1 栅极的电势也仍将低于其栅极阈值电压，并且，钳位电路将保持在关断状态。图8所示的电路是本文所述FCLC的二阶派生电路。逐步降低栅极电压以延长短路保护时间。在第一阶段后，也即诊断阶段后，通过MOSFET S2的运行，栅极电压电平被进一步降低，此触发机制与例1相同。控制S2触发的时间常数2是通过恰当地选择R4、R5和C2的值来实现的；C2是MOSFET 输入电容与外部离散电容之和。 图F9的波形#1和#2为每次只有一个阶段起作用的波形，波形#3是上诉2个阶段共同作用的波形且表示在故障状态下二阶FCLC的IGBT栅极输出信号，该信号可与波形#3所示的在没有FCLC作用下的栅极信号相比较。本文所述电路不仅延长了IGBT的短路电流耐受时间，而且也可极大地降低关断时的故障电流水平。如前所述，在关断时降低故障电流幅值有助于防止IGBT锁闭并能降低关断时的过压。图10和11对单阶FCLC与双阶FCLC在故障电流中的作用进行了对比，结合图4可以看到，故障关断电压逐步地降低了。如图12所示，IGBT故障电流由未接FCLC时的400A降低至接FCLC时的220A，且在双阶FCLC的作用下被进一步降低至60A。在图12中，将栅极电压与上述三例中的相关的故障电流进行了对比。图13表示由此造成的能耗，可以发现，在二阶-FCLC作用下的能耗有了显著地降低。最终，被保护的IBGT的短路耐受时间大大延长了，图14表示IGBT的短路耐受时间为30微秒。在一些应用中，也许需