Flyback正激有源箝位变换器设计.doc

第1章 Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大 ；dv/dt和di/dt大等。 为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。1.2 Flyback型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。Lf为方便论述，我们将第一章中的有源箝位正激变换器原理图再画在这里，如图1-1所示。UiCcT2T1RLCfD2D1图1-1 （a）Flyback箝位电路箝位开关T2与主功率开关T1的驱动信号互补，有变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知，图2-1(a)电路箝位电压为： (1-1)式中 占空比式(1-1)与Flyback变换器相似，称之为单端反激式Flyback箝位5(简称Flyback箝位)。UiCcT1T2CfLfD2D1RL图1-1 (b) Boost箝位电路图1-1(b)电路箝位电压为： (1-2)式(2-2)与Boost变换器相似，称之为升压式Boost箝位(简称Boost箝位)。这两种箝位电路工作原理基本相同，只是回馈到输入电源中的电流谐波不同。本文主要以Flyback箝位电路为研究对象，但其研究结论同样适用于Boost箝位电路。LfD1为简化分析过程，特作如下假定：(1)电路中的电感、电容、二极管均为理想元器件；(2)输出滤波电感足够大，以至于可将其等效为一恒流源Io；(3)将变压器等效为激磁电感Lm与一理想变压器原边并联，忽略其漏感；(4)主开关T1只考虑其寄生输出电容Cds忽略其他寄生参数；(5)对箝位开关T2，只考虑寄生反并联二极管Ds2，忽略其他寄生参数。根据以上假设，可得到图1-2所示的等效原理图。CdsT2T1LmRLCfD2CcUi图1-2 有源箝位正激变换器等效原理图Fig.1-2 Equivalent schematic diagram of the active clamp forward converter在图1-1(a)中，当输出电感Lf工作在电流连续(CCM)模式时，该有源箝位正激变换器主要变量的稳态工作波形如图1-3所示。下面分七个阶段分析其工作过程。(1) t0t1：向负边传输能量阶段t=t0时刻使T1导通，T2处于关断阶段，则D1导通，变压器原边向负边传输能量，同时激磁电感Lm上的电流以斜率Ui/Lm线性上升。等效电路如图1.4(a)所示。(2) t1t2：Cds充电阶段t=t1时，T1被关断，激磁电流iLm与变压器原边电流Io/N(N为变压器变比)同时对Cds充电。由于变压器原边电流远远大于激磁电流，电容Cds主要由原边电流Io/N充电，可近似认为其端电压uds(也即主开关T1漏源间的电压)线性上升如图1-4(b)所示。(3) t2t3：D2续流阶段T2t=t2时，udsUi，D1关断，D2续流。又由于Cds很小，充电时间t12=t2-t1很短，可近似认为激磁电感电流Im1在这段时间内维持不变，在等效电路1-4(c)中简化为电流值为Im1的电流源，Im1为t1时刻激磁电感的电流值，如图1-3所示。UgsUcUdsimUi+Uct1t0t2t3t4t5t6t7UcUiUcUc/LmicttttimT112图1-3 带Flyback箝位电路的有源箝位正激变换器的原理波形Fig.1-3 Schematic waveforms of the active clamp forward converter with flyback clamp(4) t3t4，Lm与Cds谐振阶段t2时刻以后，变压器不再向负载传送能量，原边电流下降为0，Lm与Cds串联谐振，等效电路如图1-4(d)所示。ILm与uds的本阶段的变化规律为： (1-3) (1-4)其中。ILm从Im1开始下降，uds从Ui继续上升，当t=t4时，udsUi+Uc，Ds2导通，Uc为箝位电容Cc的箝位电压。(5) t4t5，Lm与Cc谐振阶段Ds2导通之后,Lm与Cds，Cc共同谐振。由于Cc远远大于Cds (实际上两者往往相差几个数量级)，为简化分析，可忽略Cds的作用，近似认为Lm与Cc谐振，等效电路如图1-4(e)所示，iLm下降。在这一阶段使箝位开关T2导通，由于Ds2已经导通，T2实现了零电压开启。T2的导通为iLm提供了负向流通通道，iLm变负以后铁芯工作在磁化曲线的第三象限，使变压器的磁通得以恢复，这一过程即为磁通复位过程。本阶段由于箝位电路的工作使主开关T1的漏源两端电压uds箝位在UiUc。t4时刻T2被关断。IoUcD1D2CdsT2T1UiUiT2T1CdsN1 N2UcN1 N2IoD2D1(a) 阶段1 (b) 阶段2 D1D1CdsT1T2T2T1CdsN1 N2N1 N2IoIoD2D2UcUcUiUi(c) 阶段3 (d) 阶段4 D1D1UiUcCdsD2N1 N2UiUcN1 N2D2CdsT2T1T1T2IoIo(e) 阶段5 (f) 阶段6 IoD1D2CdsT2T1UiUcN1 N2(g) 阶段7图1-4 变换器工作的七个阶段Fig.1-4 Seven operation stages of the concerter (6) t5t6，Lm与Cds再谐振阶段T2关断以后激磁电感Lm与Cds再次串联谐振，其等效电路与阶段(3)相同，如图1-4(f)所示，但由于处始条件不同，其变化规律也不同： (1-5) (1-6)Im2为t5时刻iLm的值，Im20.5，进一步增强了其性能和工程使用价值，适用于宽输入电源电压场合。(2) 有源箝位正激变换器实质上是零电压转换PWM变换器，兼有谐振技术与传统PWM技术两者之优点。(3) 提供了变换器箝位电容Cc、驱动信号延迟时间、等关键电路参数与其它参数间的定量关系。第2章 系统设计本章详细讨论了1KVA Flyback型有源箝位正激变换器系统的设计。进行了主功率电路参数的设计与选取，给出了控制电路及保护电路的实现。2.1 变换器主要技术指标输入电压：18V32 V直流输入；输出电压：100V直流输出；输出功率：平均输出功率1KAV；效 率： 90%；保护功能：输入过压与欠压保护，输出过压与欠压保护，功率管过压与过流保护。2.2 主功率电路设计2.2.1主功率变压器的设计 (1) 占空比和变压器变比的确定 由式（1-12） 可得变压器的原副边匝数比为 由式（1-9）可得出最大占空比为： 由式（1-11）知其对应的电压应力为： 最小占空比为，其对应的电压应力也为50V，而正常工作时所对应的占空比为D=0.462，对应的电压应力为：。(2) 变压器原、副边电感的设计 计算电感时，在工程是通常有以下的近似条件 （2-1）励磁电感和最大励磁电流有以下关系 （2-2）在本设计中，根据以上两式可以计算出实现零电压开关的变压器最大电感值为 由可得，变压器的次级绕组电感： (3) 磁芯的选取 根据功率选择磁芯 铁芯窗口面积W与其有效截面积之积AP=W。当考虑绕组线圈所占面积应于窗口面积相等，而实际占有率为35%时，AP值可由下式表示 （2-3）式中，为窗口使用系数，为绕线系数，为选定磁感应强度增量（T），f为工作频率（Hz）。一般地，正激变换器=0.35，=0.43，故K=0.15，若考虑选用的是铁氧体磁芯，取=0.15T，则 查阅磁芯有关的资料，可选用磁芯，其 (4) 计算原边绕组的匝数，有下式算出 （2-4）式中， ， ，则 取。 退磁绕组取与原边绕组一样，即=6匝。正激变换器输出电压值取决于变压器的匝比和功率管的导通占空比 （2-5） 由此可算出副边匝数，但应考虑副边整流二极管的影响： 取。 (5) 确定原、副边匝数和导线股数： 原边峰值电流 （2-6）式中，为输出峰值电流与有效电流的比值，正激变换器=0.707。因此有 经验取电流密度，则原边绕组线径截面积为： 线直径可由下式决定： （2-7）式中，r为导线并绕股数；为导线截面积。考虑高频时导线的集肤效应，应有。则 即 由此可以得出原边的股数 取。则导线的直径为： mm同理可得副边的股数： 取。则导线的直径为： (6) 验证设计结果：一般地，磁化电流为原边电流的5%到10%，因此，在选取退磁绕组时线径可选单股的导线。退磁绕组导线的截面积： 因此 我们在校核原边、副边及去磁绕组占用窗口面积W的情况，一般不得超过40%，即 而原边、副边及退磁绕组实际占用窗口面积为： 故绕组实际占有窗口面积小于磁芯窗口面积，实际有效。3.2.2 滤波电路的设计输出滤波电路的作用是虑除整流电路输出的脉动直流中的交流分量，得到平滑的直流输出。(1) 滤波电感的设计一般设定电感电流峰值为额定电流的150%。则输出电感满足下式： （2-8）根据要求输出电流，取，则可得到输出电流 (2) 滤波电容的设计滤波电容的设计根据变换器的输出平均功率1KW设计，在输出的直流电压中包含有高频纹波和很小的二次文波成分。由于高频成分较多，必须选用低阻抗，高频电解电容，选取主要依据是输出纹波满足下式要求： (2-9)式中取，从而可以确定滤波电容。取C=25uf。因一般的铝电解电容的交流频率特性差，输出功率变化范围大时会造成输出电压波动大，因此，实际选取1支80uF/400V的电解电容。为了降低等效串联电感(ECL)和等效串联电阻(ESR)，抑制尖峰，一般要在铝电解电容旁并联一些极性无感电容。2.2.3 箝位电容参数设计由前一章公式(2-8)得： Cc=60.68uF。2.3 控制电路的实现控制电路包括SG3525脉宽调制电路、逻辑延迟整形变换电路、驱动电路等，各部分电路的设计与实现如下。2.3.1 脉宽调制电路参数的设计脉宽调制电路采用美国通用公司生产的集成芯片SG3525，该芯片是电压型芯片11，可以外接一个运放做电压环，其内部运放用来做电流环，该芯片具有集成度高，功能强大等优点，能完全满足控制及保护功能要求。SG3525能提供接近50的脉宽控制，可设定死区时间，对称性好；工作频率可达400kHz;图腾柱结构输出，输出能力达500mA；内置2MHz带宽的放大器；软启动功能；Shutdown保护端功能。其两路信号输出相差180的特性正满足本系统并联两路的控制逻辑；根据控制要求，本系统采用如图3-1所示的3525外围电路，其参数设定如下：(1)频率设定 频率由6脚RT与5脚CT值决定。开关频率为50KH，内部振荡频率为100KHz，可确定：RT=4.3K,CT=3.3nF。 (2) 死区时间设定 由于有源箝位正激变换器无直通现象，且3525的输出最大占空比小于0.5，为了提高系统的动态相应，可以尽量增大最大占空比，因此在设计时，将死区设置电阻Rd定为0。(3) Shutdown端保护 当Shutdown端电平高于0.8V时，重新软启动。要正常实现保护功能，该端子的电流还要大于0.4mA。某些故障保护端必须加在Shutdown端，如功率管短路故障、输入过压故障、变压器原边过流故障等。(4) 软启动电容设定 芯片加电后,软启动端P8脚提供50uA的输出电流，把电容电压从0V缓慢充至3.3V，对应输出占空比从0缓慢增至最大值，设定软启动电容为10uF,软启动时间为：,软启动端电平拉低后驱动信号变为零。在变换器出现某些故障时，可以拉低软启动端电平，使输出为零，如输出过欠压故障、输入过压故障、功率管过流故障等。软启动端可以减小功率管的开机冲击。VccVcc电流信号电压信号Vcc保护信号图2-1 SG3525外围电路Fig.2-1 Periphery circuit of SG3525图2-2 SG3525内围电路Fig.2-2 Interior circuit of SG3525(5) 基准电平的设定 P16脚Vref提供15V高精度电压基准(6) 解藕电容的设定 9角附近并接较小容量的解藕电容，滤除图腾柱产生的谐波，以免影响系统的正常工作。2.3.2 逻辑延迟整形电路设计由本文第2章中对有源箝位正激变换器的工作原理分析可知，要想实现主功率管及箝位管的软开关，则两管的驱动脉冲之间必须有一定的死区延迟、。该延迟由图3-3所示的逻辑电路实现。辅助管驱动信号主管驱动信号图2-3延迟电路Fig.2-3 The delay circuit图中的非门其内部结构为CMOS集成施密特触发器12，在实验中用集成芯片CD4049A实现，与门用集成芯片CD4081B实现。2.4 本章小结本章详细分析讨论了输出功率为1KW的Flyback型有源箝位正激变换器主功率电路各关键参数的设计准则及器件的选取；给出了其控制电路，逻辑延迟电路，驱动电路及系统保护电路的实现方法。第3章 系统数学模型建立通过频域分析可以对系统的稳定性和动态性能进行分析、校正，而频域分析是建立在对系统的数学模型已知的基础上的。本章将对Flyback型有源箝位正激变换器系统进行数学建模。3.1 仿真的目的、意义和可信度仿真是科技开发的一个重要环节，仿真的目的在于建立一个模拟的实验环境，提供一种高效的计算乃至是分析手段，从而减少开发过程中的盲目性，缩短开发周期。但是，仿真存在一个可信问题，仿真结果并不能十分完美反映实际情况。这主要取决于两个方面：一是仿真手段有限，软件反映电路模型的能力有限及计算方法不是很完善；二是仿真中的电路模型无法真实反映实际电路。因此，仿真的过程实际上是一个反复抽象电路模型和改善模拟环境的过程。仿真结果的可信度也要经得起实验的检验。本章将对Flyback型有源箝位正激变换器进行时域分析。时域分析是在电路进行数学模型建模进行频域分析之后，确定电路结构，对电路元件的精确选取起指导作用。3.2 主电路拓扑数学模型的建立3.2.1 主电路拓扑的等效简化开关电源由于有很多半导体器件，这些半导体器件具有单向导电性或是开关的特性，因此具有很强的非线性，这为系统的建模的建立带来了很大的困难，目前已经有很多方法来对主电路进行模型分析，如：状态空间平均法，电流注入等效电路法，等效受控源法，三端器件法等。这众多的方法中，最常用的是状态空间平均法。状态空间平均法是基于电源响应频率比开关频率小得多的实际情况，将功率级的状态方程进行数字处理和简化后得到一个近似的小信号线性电路模型或等效电路。对这个线性电路就可以采用人们熟悉的经典理论和方法进行讨论。本文通过对单路有源箝位正激变换器的小信号分析得出，有源箝位正激变换器的输出电路与有源箝位支路解耦，它与无箝位支路的传统正激变换器相同，输出状态变量uo,iLf与输入电压有关，与Lm、Cc或状态变量iLm、uc无关。因此在建模时忽略有源箝位支路，在建立模型时，等效为一个BUCK电路，如图4-1所示。TLfRLCfDUin/k图3-1 等效后的BUCK电路Fig.3-1 The equivalent BUCK circuit其中fs=f(KHz),f是有源箝位正激变换器功率管的开关频率，为变压器原副边变比。到此我们已将主电路拓扑等效为了一个典型的Buck电路，其后我们将以等效后的Buck电路为模型进行建模。主电路等效简化过程以磁化电流iLm、箝位电容电压uc、滤波电感电流iLf、滤波电容电压uo为系统状态变量，应用状态空间平均法建立单路有源箝位正激变换器的平均模型。变换器在CCM模式时功率开关T1导通期间DTs和截止期间的等效电路如图1所示。(1) 求功率电路的平均模型方程 T1开通期间的状态方程： ，T1关断期间的状态方程：LfILfii ，ILmmUc CC RlCfUiLm(a) 功率开关T1导通时期的等效电路Lmmmmmjhhhmm,mmUc RlCf(b) 功率开关T1关断时期的等效电路图3-2 有源箝位正激变换器CCM模式时两种等效电路Fig3-2 Tow equivalent circuit of active clamp平均化后得到： (1-a) (1-b)(2) 求有源箝位支路的平均模型方程 T1开通期间的状态方程： ，T1关断期间的状态方程： ，平均化后得到： (1-c) (1-d) (1-e)状态方程(1-a)(1-e)的稳态解为：，。设变压器在稳态工作点附近存在小信号扰动，即：，。把这些变量代入(1)式，并将稳态域与动态分离，经线形化处理后得到变换器的小信号模型为： (2-a) (2-b) (2-c) (2-d) (2-e)由式(2-a),(2-b)可得输出电压对输入电压，输出电压对占空比的传递函数分别为： (3-a) (3-b)输出电路与有源箝位支路解耦，与无箝位支路的传统正激变换器相同，输出状态变量uo,iLf与输入电压有关，与Lm、Cc或状态变量iLm、uc无关。因此在建模时忽略有源箝位支路。两路有源箝位正激变换器并联工作时，是两路交替工作，并且两路状态完全一致，因此，在建立模型时，等效为一个buck电路。 。(a) 开通 (b) 关断图3-3 开关Q开通和关断时的两等效电路Fig.3-3.Tow equivalent circuit for ON and OFF of the switch Q4.2.2 BUCK等效电路的建模在Q导通时，工作状态如图4-2(a)所示图中iin是输入电流，uin=ui/k，iin=iik，以电容电压uc，电感电流iLf为状态变量列写状态方程： (3-4) (3-5)Q关断时，工作状态如图4-2(b)所示。状态方程为： (3-6) (3-7)令： ， ， ， ， ， ，对两种状态进行平均有： (3-8)在稳态时0，因此有： (3-9)式(4-9)是稳态方程。对式(4-8)进行小信号扰动，同时忽略二阶信号，再进行拉式变换，整理得： (3-10)将式(4-10)展开得： (3-11)式(4-11)转化为等效电路形式如图4-4所示：图3-3主电路的小信号等效模型Fig.3-4 Small signal equivalent mode of the main power circuit4.3 控制电路数学模型的建立比较器的数学表达式可表示为.是电流误差放大器的输出和锯齿波交接点的斜率，是锯齿波的斜率。由于调节器的滤波性质，很小，可近似为： (3-12)式中Sp为锯齿波斜率，Ts为锯齿波的周期也即系统的工作周期。系统的性能指标主要反应在以下几个方面：【1】 稳定性：系统的稳定性主要反应在相角裕度和幅值裕度h上，相角裕度大于零，幅值裕度h大于1，则系统稳定。为了使系统具有好的稳定性能和好的动态性能，通常相角裕度取在3060左右，幅值裕度大于6dB。【2】 动态性能：动态性能主要体现在系统的开环截至频率上，截至频率越大，动态响应越快，但是在开关电源这个系统里，截至频率受到开关频率的限制。为了防止次谐波振荡现象的产生，电流环的截至频率在小于1/2开关频率的情况下尽量取得大，电压环的截至频率通常取在1/10的内环截至频率处。同时系统的低频增益越高系统的动态性能越好，且精度越高。【3】 输入抗扰动性能：这主要表现在输入音频衰减函数Ac(s)的幅值上，越大输入抗干扰能力越差，反之越强。设计时尽量见效输入音频衰减函数Ac(s)的幅值。【4】 输出抗干扰能力：这主要表现在闭环输出阻抗Zoc(s)的幅值上，越小则输出抗负载干扰能力越强。功率级参数：Vin=20V，Vout=100V，L=0.12mH，C=100uF，R=10，f=50kHz，N1:N2=1:8，Fm=1/2.4，0.04；调节器参数：Ri=0.4，R0=5K，R1=47K，C0=40P，C1=254n，R25K，R3=35K，C2=283P，C3=5n。3.4 本章小结本章用平均状态空间法对系统进行了数学建模，通过建模分析得出以下结论：(1) 通过对有源箝位正激变换器的消息号分析得出，可将其等效为一典型的Buck变换器进行分析研究。(2) 采用平均电流，电压双闭环控制，可使系统性能优于传统的电压单环控制。第4章 仿真分析及试验验证本章采用Pspice14.0对系统进行时域仿真分析。首先，在开环系统中验证有源箝位正激变换器各性能的实现，并得出系统进行闭环控制的必要性；然后，在闭环系统中分析本系统的静态及动态性能。4.1 开环系统仿真分析开环仿真电路如图4-1所示。图4-1 开环仿真电路Fig.4-1 The open-loop simulation circuit(1) 验证主功