D类功放电路.doc

D类放大器第四章 电路设计为方便电路设计，根据第二章的方案论证，可得出光伏并网模拟装置的整体框架图，如图4.1所示。图4.1光伏并网模拟装置总体框架（一）高速开关电路高速开关电路运用高速的VMOSFET管推挽单端输出方式。优点在于电路输出载波峰-峰值较小，电路简单明了。最大输出功率可以达到题目中的要求。推挽单端输出方式如图4.2所示。图4.2 推挽单端输出方式我们选择IRF540型号的VMOSFET管。IRF540的管脚如图4.3所示。为避免感性负载电流不能突变产生电压的冲激，可加一个快恢复二极管FR107提供放电通路。FR107是高压快速恢复二极管，1A1000V。图4.3 IRF540 管脚图（二）脉宽调制电路采用专用的脉宽调制集成块TL494。TL494是美国德州仪器公司最先生产的PWM发生器，TL494的内部结构和工作原理框图如图4.4所示。从图可见，该集成电路内集成有一个振荡器OSC,两个误差放大器、两个比较器(死区时间控制比较器和PWM比较器)、一个触发器FF、两个与门和两个或非门、一个或门、一个+5V基准电源，两个NPN输出功率放大用开关晶体管。工作原理可简述为:当TL494的引脚5与6接上电容与电阻后，集成在其内部的振荡器便使引脚5所接电容恒流充电和快速放电，在电容CT上形成锯齿波，该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和PWM比较器，死区时间控制比较器按TL494的引脚4所设定的电平高低输出相应宽度的脉冲信号;另一方面2#误差放大器输出的保护信号无效(为低电平时)，PWM比较器根据1#误差放大器输出的调节信号(或引脚3直接输入的电平信号)与锯齿波比较在输出形成相应的PWM脉冲波，该脉冲波与死区时间控制比较器输出的脉冲相或后，一方面提供给触发器作为时间信号，同时提供给输出控制或非门，触发器按CK端的时钟信号，在与端输出相位互差的PWM脉冲信号，若引脚13为高电平，则内部的两个与门输出的PWM脉冲信号，该信号经输出两个或非门与前述的信号或非后由输出功率放大的开关晶体管放大后输出;相反，当引脚13为低电平时，两个与门输出恒为低电平，所以两个或非门输出相同的脉冲信号，若用TL494的误差放大器做保护比较器，保护动作时，引脚3被置为恒低电平，TL494两路均输出高电平。引脚说明如表4.1所示。图4.4 TL494控制器的内部结构与方块图表4.1 TL494引脚说明脚号代号名称或功能1、2IN1+、IN1-内部1#误差放大器同相与反相输入端端3V0内部两误差放大器的输出端4RD死区时间设置端5、6CT、GT设定振荡器频率用电容与电阻接端7GND工作参考地8、11P+、P-正脉冲输出端和负脉冲输出端9GND+对应引脚8输出脉冲参考地端10GND-对应引脚11输出脉冲参考地端12VCCTL494工作电源连接端13C工作方式选择端14VREF基准电压输出端15、16IN2+、IN2-内部2#误差放大器同相与反相输入端端TL494可作为单端式、推挽式、全桥式、半桥式开关电源控制器。TL494的输出三极管可接成共发射极及射极跟随2种方式，因而可以选择双端推挽输出或单端输出方式。在推挽输出方式时，他的两路驱动脉冲相差180；而在单端方式时，其两路驱动脉冲为同步同相。TL494的3脚为脉宽调制补偿端，4脚为死区电平控制端，5脚和6脚为内部锯齿波振荡器的外界振荡电阻和振荡电容连接端。当在TL494的12脚和7脚接上直流辅助电源，并在他的6脚和5脚分别接上振荡电阻R和振荡电容C后，就可在他的5脚上得到一个振荡频率为：f=1.1/RC的锯齿波振荡电压V；直流输入供电范围在74OV之间。该器件既可调频又可调脉宽，且其可调性强，工作区间大，可用他搭建不同的驱动电路。由他构成的半桥变换开关电源，体积小、重量轻，可应用于其他各个领域。TL494是专用双端脉冲调制器件，为固定频率的PWM控制电路，它结合了全部方块图所需之功能，在切换式电源供给器里可单端式或双坡道式的输出控制。由TL494产生PWM信号的电路图如图4.5所示，以及各点的波形图如图4.6所示。因其输出电压较小，达不到后面高速开关管饱和时导通电压的要求，需进行升压，我们采用IR2110进行自举升压。为避免后面的功率管上下同时导通，短路电流，需对它进行输入脉冲宽度进行调整，用延时电路缩减一个小小的脉冲宽度。死区时间电路如图4.7所示。当电容放电时，时间很短，很快变为低电平，充电时，使R向电容放电，有一个缓慢的过程，然后IR110芯片内部的施密特触发器自动调整方波的波形，整形后仍为方波。通过延时电路，脉冲变窄。整形波形如图4.8所示。图4.5产生PWM信号的电路图图4.6 各点的波形图 图4.7 死区时间控制电路 图4.8 各点波形（三）自举推动电路功率变换驱动器IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；逻辑电源电压范围（脚9）515V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。功率变换驱动器IR2110管脚图如图4.9所示，内部功能原理图如图4.10所示。 图4.9管脚排列图图4.10内部功能原理图因TL494的输出电压太小，不能满足高速开关饱和导通时的电压，所以利用IR2110组成自举驱动电路，如图4.11所示。图4.11 自举驱动应用电路（四）滤波电路滤波电路采用LC二阶滤波电路，原理如图4.12所示。图4.12 LC二阶滤波第五章 主要参数计算一、D类放大器部分（一）TL494电路有关参数TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率为f=1.1/RC。TL494振荡频率一般为120KHz左右，但因我们输入信号为低频，只有50Hz，为减少极管的开关次数，提高效率，弄得太高，滤波器不容易做，所以选择振荡频率在20KHz,选取C3为0.01，R7为6.2K。输入信号送往误差放大器的输入端。最小输出锯齿波周期4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，输入端接上固定的电压0-3.3V时即能在输出脉冲上产生。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5V时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差比较器具有从-0.3V到2V的共模输入抑制能力。误差大的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或”运算。TL494内置一个5V的基准电源，所以1脚的电压可从这分压得到，选择电阻R4为15K，R6为8.2K，加一个电位器R5以更好的精确，以便调试。根据2脚3脚之间的反馈电压，可以估算出R2为16K，同样加一个电位器以备进行调试。延时电路由晶体管T1、R9、R10、C5、C6组成。选择的振荡器频率为20KHz，这时波形周期为50s,则半周为25s，可选取时间常数为RC=0.1 S进行延时，所以我们选择R9、R10为1K,C5、C6为47p。（二）电源滤波电容计算因为输入为直流电源供电，输出电压变化缓慢（即使是光电池输出电压变化也很缓慢），因此逆变器母线电压稳定，假设该店电压位于最大功率点附近，根据光伏电池的U-I特性，其电流近似不变。根据主电路拓扑结构，可将电容充放电电路等效为图5.1所示。 图5.1电容充放电电路等效图太阳电池阵列的输出电流Is在确定的日照下基本保持不变，若不考虑损耗，当C电容两端的电压Udc稳定不变时，则Is=Id实际上，功率器件的换向作用使直流侧电流呈现间断脉冲形式，脉冲频率为f。设太阳电池阵列的开路电压为U0C，直流侧滤波电容的耐压通常应留有1.15倍裕量，即UC1.15Uoc设光伏并网系统输出的额定电流为Ie=1.5A，阵列工作电压Udc=60V，输入信号频率f即50Hz。可求出等效负载电阻为9，当容抗等于阻抗时，滤波的效果最好，根据R=1/2fC可得C为1600F，耐压值选取63V。按以上方法选取的电容值，虽然可以满足电压纹波幅度的要求，但如果系统响应时间较慢，控制过程中负荷的波动可能对其压降有较大影响，为了提高系统电压闭环控制的稳定性，在实际系统中其电容值的选取要适当大于该计算值。我们的电路为单端推挽输出方式，由此根据以上电容的计算，我们选择两个电容C9、C10串联，取中端电压，可得到全对称效果，避免一般普通OTL的不对称。所以可以选取两个3300/50V的电容串联。（三）输出滤波电容参数计算 根据题目的设计，变压器匝数比为1:2，变压器输出端电压为36V，则负载两端为18V，最大电流为2A。可计算出等效负载电阻为9。当容抗，感抗等于阻抗时，滤波效果最好。若按电压型光伏发电中的电感设计和普通电压型逆变器中的电感设计一样，可取滤波器的截止频率为开关频率的二十分之一，根据R=1/2fC=2fL则计算可得电感量L=1.3mH，取滤波电容22F。针对本设计给出性能指标的特点，选择电压型输出的光伏发电装置。为使电感能正常工作，我们必须保证磁感应强度B不饱和。选用金宁JP3铁氧体材料的EI33磁芯，选择磁感应强度，以及截面为1CM2的磁性材料。这样可以根据 （5.1） （5.2） （5.3）所以 （5.4）可计算出N为120匝。自绕时，根据电感值精确绕制。（四）开关管选取变压器的匝数比为1:2，据此可得出变压器初级线圈两端的电压为18V，为有效值，可计算出峰峰值为25.14V。我们计算开关管的电流峰值时，可取保险值30V来计算。等效负载电阻为9通过开关管的电流峰值：IQ=30/9=3.3A考虑到安全裕量，则取开关管额定电流：IQM=2IQ=6.6A一般选择开关管时，晶体管电压为电源电压的两倍，此电路中电源电压为30V，则两倍为60V，所以可选取IRF540型号的MOS管。根据方案论证，电路设计，以及参数计算可得出D类放大器的主电路，如图5.2所示。图5.2 D类放大器主电路（一）D类放大器的调试先检查电路，看是否接错，检查芯片的完好。然后连接负载，前面可算出变压器初级等效负载为9，连接电源，当PWM占空比为50%时，信号源频率为50Hz，幅度峰峰值为2V时，电源输入为12V时：测得TL494的1脚电压U1=2.3971V。2脚电压U2=2.3965V。3脚电压U3=2.3799V。9脚电压U9=3.1092V。测IR2110输出端电压，与主电源电压进行比较，看告诉开关IRF540是否导通，IR2110输出端的电压U=34.1203V。用示波器看负载两端电压U4=31.4587V。可看出IRF540导通。用数字示波器检测TL494的5脚看振荡频率，5脚波形如图6.2所示。在8脚、11脚以及三极管T1输出端看输出的PWM波形，8脚波形如图6.3,11脚波形如图6.4