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第一 场效应管放大电路一、 偏置电路有自生偏置和混合偏置两种方法，表1电路I利用漏极电ID通过Rs所产生的IdRs作为生偏置电压，即Ugs=-IdRso可以稳定工作点。|IdRs|越大，稳定性能越好，但过负的偏置电压，会使管子进入夹断而不能工作。若采用如表2和表3混合偏置电路就可以克服上述缺陷。它们是由自生偏压和外加偏置组成的混合偏置，由于外加偏压EdRp（Rp为分压系数）提高了栅极电位，以便于选用更大的IdRs来稳定工作点，电路2、3中Rg的作用是提高电路输入电阻.二、 图解法用图解法求电路的静态工作点如下：表一 常用场效应管放大电路123电路图解法等效电路123公式Ku=-gm(Rds/Rd)Ku=-gmRb(当RdsRd)Rt=Rg/Rgs=RgRO=RgKu=-gm(Rds/Rd)Ku=-gmRd(当RdsRd)Rt=Rg+R1/R2=RgRo=Rd Ku=gmRs(1+gmRs)Rt=Rg+(R1/R2)=RgRo=Rds/(1+gmRds)=1/gm偏置方式自生偏压因为：Us=RgIb及Ug=0所以：Ugs=-RsIo自生偏压Us=IdRs外加偏压Ug=EdRp所以：Ugs=EdRp-IdRs分压系数：Rp=R2/R1+R2与式边相同（1） 写出直流负载线的方程为：Uds=Ed-Id(Rd+Rs)=15-3.2Id令ID=0，则UDS=15伏，在横坐标上标出N点，又令UDS=0，得ID=4.7毫安，在纵坐标上标出M点，将M、连接成直线，则MN就是直流负载线。（2）画栅漏特性（转移特性）：根据负载线与各条漏极特性曲线的交点坐标，画出如下图B左边所示的ID=f(UGS)曲线称为栅漏特性。（3）通过栅漏特性坐标原点作Tga=1/Rs的栅极回路负载线，它与栅漏特性相交于Q，再过Q点作横轴平行线，与栅漏负载线相交于Q。由静态工作点Q和Q读出：IDQ=2.5毫安，UGSQ=-3伏，UDSG=7伏，表1中的图解法与此相同。三、 等效电路分析法场效应管的微变等电路示于下图，由场效应管放大电路写成等效电路的具体例子可参阅表一。根据等到效电路求电压放大倍数及输入，输出电阻的方法与晶体管电路相同 第二 低频功率放大器功率放大是一种能量转换的电路，在输入信号的作用下，晶体管把直流电源的能量，转换的电路，在输入信号的作用下，晶体管把直流电源的能量，转换成随输入信号变化的输出功率送给负载，对功率放大要求如下：（1）输出功率要大：要增加放大器的输出功率，必须使晶体管运行在极限的工作区域附近，由ICM、UCM和PCM决定见图一。 图1 （2） 效率要高：放大器的效率定义为：=交流输出功率/直流输入功率（3）非线性失真在允许范围内：由于功率放大器在大信号下工作，所以非线性失真是难免的，问题是要把失真控制在允许范围内，功率放大器按工作状态和电路形式可分成以下几种：（1）甲类功率放大器：在整个信号周期内，存在集电极电流；（2）乙类功率放大器：只有半个信号周期内，存在集电极电流，按电路形式它又可分为：1）双端推挽电路（DEPP）2）单端推挽电路（SEPP）3）平衡无变压器电路（BTL）在实际中，为了克服交越失真，推挽式昌体管电路是工作于甲、乙类状态的.。一、 甲类功率放大器图一是甲类功率放大器，负载RL通过阻抗变换器B变成集电极负载RL=nRLo对直流来说，变压器B初级直流电阻和Re均很小，所以直流负载线接近一条垂直线见图一（b）为使放大器输出较大功率，可使交流负载线处于a点和b点位置：a点的Uce=UCM,而工作点Q处于ab直线中点，通常晶体管的饱和压降和穿透电流都很小，实际上可以认为Icmin=0和Ucemin=0o 因此，供给负载的电流和电压振幅分别为：Icm=IcM/2, Ucem=UCM/2 -式1负载的交流功率（或放大器输出功率）为：PL=（UceM/）（IcM/）=(IcM/)(UcM/)=(1/8)IcMUcM-式2工作点Q的集电极电流ICQ和电压UceQ分别为：ICQ=ICM/2， UceQ=Ec=UCM/2-式3所以，直流电源的输入功率：PD=IcQUceQ=(ICM/2)(UCM/2)=1/4IcMUcm-式4甲类功率放大器的效率为：=PL/PD=50%-式5可见：（1）晶体管的最大集射电压为电源电压EC的两倍。（2）晶体管静态时耗功率为输出功率的两倍。（3）甲类放大器的效率最高只有50%。二、 乙类推挽电路三、 图2（a）为乙类推挽电路，由于输出端使用变压器，因而晶体管对地有两个输出端，设电路完全对称，当输入信号Us为正半波时，BG1截止、BG2导通，输出电压UL为负半波，因此，两管轮流导通，一推一挽地工作，故称为推挽电路。由于两管轮流地工作，所以把两管的输出特性按相反方向叠在一起，两管的交流负载线正好连成直线ab,工作点Q处于直线ab的中点，如图2（b）所示，从图中可看出各电量的关系：（1）如输出变压器的初级和次级绕组的匝数比为n，则每只晶体管的负载电阻RL为：RL=（n/2）RL=(n/4)RL-式6而集电极与集电极之间的电阻RCC为Rcc=nRL=4RL-式7（2）变压器B2的初级绕组端电压振幅为：Ucem=UceQEc-式8初级绕组电流振幅为：Icm=IcM-式9所以输送到初级绕组的功率为：Ps=(Ucem/)(Icm/)=(1/2)EcIcm-式10（3）通过每只晶体管的电流平均值为：Ico=IcM/-式11由直流电源供给的功率为PD=(2Ico)Ec=2(Icm/)Ec-式12（4）推挽电路的效率为：=(Ps/PD)100%=(1/2EcIcm)/2(Icm/)Ec100%78.5%-式13设计推挽电路时要注意：(1)为避免交越失真，晶体管应具有一定的偏置电流，但不要过大，否则使电路效率降低。(2)晶体管的最大集电极电压Ucm2Ec。(3)晶体管的耗散功率Pcm1.2Pc1,其中Pc1为每只晶体管送给变压器B2初级的功率，即Pc1=(1/2)Pso。(4)根据Pc1及Ec1的要求，算出晶体管负载电阻PL及输出变压器的匝数比n。 图2第二 晶体管直流稳压源一、稳压电源的技术指标直流稳压电源的技术指示如下：（1）最大输出直流电流Iomax:表明该稳压电源的负荷能力，与整流管和调整管的最大允许电流IcM有关（2）额定输出稳压直流电压Uo：分别定压式和调压式两种（3）稳压系数数S：表示在负载电流与环境温度保持不变的情况下，由于输入电压Ui的变化而引起的输出电压的相对变化量与输入电压的相对变化量的比值，即：S=(Uo/Uo)/(Ui/Ui)S越小，电源的稳定性越好，通常S约为10-10。（4）输出阻抗Ro：表示当输入电压和环境温度保持不变时，由于负载电流Io和变化而引起的输出电压的变化量与负载电流的变化量的比值，即Ro=Uo/Io可见，如果Ro越小，则说明输出电压的变化越小。（5）纹波系数y：输出电压中交流分量占额定输出直流电压的百分比，即r=(U-)/Uo100%显然，r越小越好，通常稳定电源的纹波电压只有几毫伏，甚至小于1毫伏二、整流与滤波电路1、整流电路常用的整流有半波、全波、桥式、对偶、倍压式整流电路，它们都是利用二极管的单向导电性把交流电压变为直流电压，不同形式的整流电路对变压器及二极管的要求也不同，其特点和要求列于表一中表一各种整流电路的主要指标半波整流（a）全波整流（b）桥式整流（c)对偶整流（d）倍压整流（e）电路交流输入电压（有效值）空载时输出电压（有效值）Uo带负载时输出电压（有效值）Uo 每管的反向峰值电压每管通过的电流平均值有效值（a）U2U2U2U2Io1.57Io（b）2U2U21.2U2U20.5Io0.79Io（c）U2U21.2U2U20.5Io0.79Io（d）2U2U21.2U2U20.5Io0.79Io（e）U2U22U2U2Io1.57Io2、滤波电路滤波电路实际上是一种低通滤波电路，它能通过直流分量，而抑制交流分量、因此通常用电容和电感元件组成，其电路形式和特点列下于下表二中，滤波电路以纹波系数r来评价其滤波性能的优劣：表二各种滤波电路的比较电容滤波电感电容滤波阻容滤波晶体管滤波电路优点1.输出电压较高2.在小电流时滤波效能较高1.滤波效能很高2.几乎没有直流电压损失1.滤波效能较高2.能兼降压限流作用1.滤波效能很高2.其他特点与阻容滤波相同缺点1.带负载能力差2.电源起动时充电电流很大，使整流电路承常受很大的冲击电流作低频滤波器时体积大、较笨重，成本高1.带负载能力差2.有直流电压损失多用一个晶体管，其他与阻容滤波相同适用场合负载电流较小的场面合负载电流较大，要求纹波系数很小的场面合负载电阻较大，电流较小及要求纹波系数很小的情况负载电不太大及要求纹波系数很小的情况参数选择全波整流C=(1.4410）/rRL(F)半波整流C=(2.8810)/rRL(F)全波整流LC=1.99/r取L（2RL/942）（H）C(F)全波整流RC=(2.310)/rRLR一般取数十至数百C(F)其中C可按阻容滤波公式计算Rb取数KCb取几至十几F注：r是输出电压的纹波系数数r=输出电压交流分量有效值（伏）/输出直流电压（平均值）（伏）r越小，滤波性能越好。通常r为百分之几至千分之几。采用电感滤波时，应考虑到在电源断开时，电感线圈两端会产生较大的感应电势，所以选用整流二极管的电压特级应留有一定余量，以防击穿。三、并联式稳压电源若调整元件与负载并随着，称为并联稳压电源，如图1所示，图中稳压管Dz作为调整无件，通常Dz运用在反向击穿状态，所以，Dz在中路中的接法要使Iz的方向与Dz方向相反，由于稳压管Dz反向击穿时，具有稳压特性，即稳压管中电Iz在Izmin-Izmax范围内变化时，稳压管的端电压Uz几乎并联式稳压电源结构简单，输出电流小，适用于固定稳压的基准电源及用作晶体管稳压电路中的辅助电源，图2给出几种参考电路。图一图二图三图三是晶体管并联稳压电源。以晶体管BG2与BG3作调整元件，它与负载相并联，故属并联式稳压电路，BG1为放大元件，若输入电压|Ui|增加时，|UR2|和|Ue1|也增加，而BG2、BG3集射之间的电阻减小，因此输入电压增量基本上降落在R1上，从而保证U2稳定。第三 宽频放大器一、宽频放大器的主要性能指标（1）通频带f由定义知f=fH-fL，通常下限频率fLO，ffHo，因此放大器通频带的扩展是设法增大上限频率fH数值。（2）中频电压放大倍数KO：它的定义中频段的输出电压UO与输入电压Ui之比。（3）增益与带宽乘积KOf存在矛盾，即增大f就会减小KO，反之则反，所以要用两者之积才能更全面地衡量放大器的质量。KOf越大，则宽频放大器的性能就越好，（4）上升时间ts:它定义为脉冲幅度从10%上升至90%所需时间，放大器的高频特性越好，则上升时间ts越小。（5）下降时间tf:它的定义为脉冲幅度从90%下降至10%所需时间，（6）上冲量：超过脉冲幅度的百分数，（7）平顶下降量：脉冲持续期内，顶部下降的百分数，放大器低频特性越好，平顶下降量越小。二、扩展通频带的方法和电路通常使用扩展频带的方法有三种：（1）负反馈法，在电路中引入负反馈，并使负反馈量高频时比低频时小，以补尝高频时输出电压减小的损失，这种方法是在不损坏失低频增益下进行补尝，但它的幅频特性却开不平坦，使输出脉冲波出现上冲；（3）利用各种接地电路的特点进行电路组合，以扩展放大器的通频带，下面介绍扩展带的电路1、电压并联负反馈电路图1是电压并联负反馈电路，这种电路主要补偿晶体管集-基结电容CC、输出电容CO及电流放大倍数随频率升高而引起放大器增益下降的作用，因为，低频时CO的容抗较小，使UO减小。所以，负反馈量也减小，使高、低频放大倍数基本一致，若RF取值与CC在高频时容抗相当，则CC只能在高频上起作用，把上限频率扩展图1图22、电流串联负反馈电路图2是电流串联负反馈电路，这种电路只能补偿因减小而造成的损失，但不能补偿CO的作用，只适用于分布电容小的场合，因为，负返馈量取决于ReLe低频时大，所以Ie 也大，引入负反馈也较大，而高频时，由于Ie减小使负反馈量也减小，从而补偿了因而使增益下降的损失。3、电抗元件补偿电路图4是电抗元件补偿电路，图中Ce约为几个皮法至几十个皮法，低频时其容抗甚大于，Reo由Re，引入较大的负反馈量，高频时Ce容抗变小，使发射极的反馈总阻抗变小，相应的高频负反馈减弱了。这就更有效地补偿的下降，最佳补偿条件为：（3-5）ReCe=(0.35/f通过调整ReCe数值，可以同时补偿及Co的作用，当CoRe较小时，按最佳条件选ReCe即可。若Co较大时，应由调整确定，4、并联电感补偿电路图5为并联电感补偿电路，从交流观点看，L与输出负载并联，故称并联电感补偿。由L与Co+CL组成回路，高频时产生谐振。由于谐振阻抗大，故补偿了使入大倍数减小的作用，通常按下式选择电感L=0.4RL(CL+CO)5、串联电感补偿电路图5为串联电感补偿电路，图中L与RL串联称为电感串联补偿。L与CC及CL组成谐振回路，补偿效果不如并联电感补偿法好。6、串、并联电感补偿电路图6为串、并联电感补偿电路，图中C1、C2、C3分别为晶体管集电极电容及电路输出端的分布电容，电感L1和L2可以由下式选择L1=（1/2）+（C1/C2）L2L2=（1/2）+（C3/C2）L0LO=RC/2f由于L1、L2有二次谐振机会，使通频带有较大的扩展。7、电容和电感的混合补偿电路图7为电容和电感的混合补偿电路，电路由BG1和BG2两级组成，其中BG2的集-基之间由RF和LF实现并联电压负反馈。高频时LF感抗增大使负反馈量减小，从而补偿了高频时输出电感受的下降，这种电路的输入、输出阻抗很低，故能承受较大容性负载，使频宽大大扩展。BG1和BG2实现电容的补偿，以抵销频时的作用。由于BG2输入阻抗小，BG1集电极交流负载减小，使BG1输入电容也减小，所以BG1放大级频响更好，8、共射、共集组合电路图8共射、共集组合电路，图中BG2是共集电路，具有输入阻抗高，输入电容小的优点，它接于BG1共射电路后面，可以减轻后级输入电容对前级的影响。与共射-共射电路相比，它具有更好的频响特性。又由于共集电路输出阻抗低，可以承受较重的负载，输出电容对频响特性影响小，由于共集电路本身的频率特性较好，所以共射-共集电路的频响声基本上决定于共射电路，这种电路适用于放大器的末级。9、共射、工会基组合电路图9为共射、共基电路，图中BG2共基电路的输入阻抗小，一般在几欧至十几欧范围，它作为BG1共射电路后级，当BG1集电极存在有分布民容时，对电路的频响的影响较小。所以比共射-共射电路的通频带有较大的扩展这种电路总的带宽增益不积不及共射-共集电路，但共射-共基电路应用在多级电路中，不易产生寄生振荡。适用于较高频的宽带放大器。图3图4图5图6图7图8图9第四 滤波器和衰减器的电路设计一、滤波器影象参数法的设计 滤波器是一种典型的选频电路，在给定的频段内，理论上它能让信号无衰减地通过电路，这一段称为通带外的其他信号将受到很大的衰减，具有很大衰减的频段称为阻带，通带与阻带的交界频率称为截止频率，对滤波器的基本要求是：（1）通带内信号的衰减要小，阻带内信号的衰减要大，由通带过渡到阻带的衰减特性陡直上升；（2）通带内的特性阻抗要恒为常数，以便于阻抗匹配。滤波器的分类如下：滤波器：1、无源滤波器 2、有源滤波器， 无源滤波器又分为：RC滤波器和LC滤波器，RC滤波器又分为：1 低通RC滤波器 2 高通RC滤波器 3 带通RC滤波器 LC滤波器又分为：1 低通LC滤波器 2 高通LC滤波器 3 带阻LC滤波器 4 带通LC滤波器有源滤波器又分为：1 有源高通滤波器 2 有源低通滤波器 3 有源带通滤波器 4 有源带阻滤波器 目前滤波器的分析和设计方法有两种：一是影像参数分析法，二是工作参数分析法（又称综合法）。前者设计简单，易于掌握，但这种滤波器的实测滤波特性与理论上的预定特性差别较大，在通带内又不能取得良好阻抗匹配，很难满足对滤波特性精度高的要求；后者是以网络综合理论为基础的分析方法，它选区找出与理想滤波特性相近似的网络函数，然后根据综合方法实现该网络函数，由这种方法设计出来的滤波器，实测的滤波特性与理论预定特性十分接近，所以适合于高精度的滤波器设计要求。1.RC滤波器见表一表一RC滤波器高通滤波器低通滤波器带通滤波器多级滤波器电路(a)(b)(c)(d)计算公式三分贝fc1/6.28RCfc1/6.28RCfL1/6.28C2(RL+RB)fH(RL+RB)/6.28C1RLRB一分贝fc1/3.2RCfc1/3.2RCfL1/3.2C2(RL+RB)fH(RL+RB)/3.2C1RLRB计算实例已知：fc=10kHzR=1k则3分贝的电容值为:C1/6.28fcR=1/6.281010 100.015F 已知fc=1kHZR=3k则3分贝的电容值为: C1/6.28fcR =1/6.281010 10 0.015F 已知：fH=200kHz,fL=15kHz输入阻抗为10，输出阻抗为5k输入端和输出端要阻抗匹配令RL=10k,RB=5k,若按3分贝公式计算，则C(RL+RB)/6.28fHRLRB=(10+5)10/6.282001010510=240pFC21/6.281510(10+5)10680pF特点RC滤波器适用于滤除音频信号的一种简单滤波器，由于电容器的电抗随频率升高而减小，所以若串臂接电容C，并臂接电阻R就构成了高通滤波器低通滤波器的串臂接电阻R，并臂接电容C，由于电容器的容抗随频率升高而减小，所以信号的高频成分不能通过滤波器fL为下限截止频率，fH为上限截止频率，通常fH10fL以上，才能避免组合电路之间的显著干扰由于单级RC滤波器的过滤特性缓慢，若要暗加过滤特性的陡度可使用多级的RC滤波器，由图可见，每增加一级RC滤波器，其截止频率上的分贝衰减量将增加16dB注明上述公式的单位是：R、RL、RB为，C、C1、C2、为F，fc、fL、fH为Hz图C是m式低通滤波器的衰减特性。m取值为1，即为原型定K滤波器，m值愈小，则进入阻带后的衰减曲线愈陡直上升，但过无限大衰减频率后衰减却急剧下降，面K式（即m=1）滤波器的衰减特性则随频率的增高而单调上升，若将m式与K式级联使用，取长补短就能就能得到更佳的衰减特性图 1图2是将T型串联m式滤波器从O、O之间劈开两半，从而得到两个半节的T型串联，m式滤波器，。从O、O两端往左或右看进去的阻抗均为Zm，Zm称为倒L型串联m式滤波器的影像阻抗。图3示出Zm随频率变化的情况，当m=0.6时，Zm在通带内基本上恒为常驻数而倒L滤波器的联滤波器的首尾两边，就能使滤波器与信号源及负载得良好的阻抗匹配。图2图3第五 射极跟随器 射极跟随器（又称射极输出器，简称射随器或跟随器）是一种共集接法的电路见下图，它从基极输入信号，从射极输出信号。它具有高输入阻抗、低输出阻抗、输入信号与输出信号相位相同的特点一、射随器的主要指标及其计算一、输入阻抗从上图（b）电路中，从1、1端往右边看的输入阻抗为：Ri=Ui/Ib=rbe+(1+)ReL式中：ReL=Re/RL,rbe是晶体管的输入电阻，对低频小功率管其值为：rbe=300+(1+)(26毫伏）/（Ie毫伏）在上图（b）电路中，若从b、b端往右看的输入阻抗为Ri=Ui/Ii=Rb/Rio.由上式可见，射随器的输入阻抗要比一般共射极电路的输入阻抗rbe高（1+）倍。2、输出阻抗将Es=0,从上图（C）的e、e往式看的输出阻抗为：Ro=Uo/Ui=(rbe+Rsb)/(1+),式中Rs=Rs/Rb,若从输出端0、0往左看的输出阻抗为Ro=Ro/Reo3、电压放大倍数根据上图（b）等效电路求得：Kv=Uo/Ui=(1+)Rel/Rbe+(1+)Rel,式中：Rel=Re/RL,当(1+)Relrbe时，Kv=1,通常Kv1，故K=1/F1UF和Ui同时加入到BG1的基极，属于并联电压负反馈电路，使用这种联接方式时，要求信号源内阻RS足够大，否则双T电桥因负载太小会明显地降低选择性，该电路的闭环增益与上述电路相同，第二类UF加入至基本放大电路的中间级BG1的基极，使UF比Ui多了一级放大，即UF经BG1、BG2、BG3三级放大，而Ui经BG2、BG3两级放大。电路的闭环益为KF=K/（1+K1F），谐振时因F=0，故KF=K=最大，严重失谐时，因FK11，故KF=K/K11及F1，故KF=0，从严重失谐时的最小输出电压来说，这种电路最好，但调节麻烦三、实用电路分析与调整方法1、电路分析图5为固定频率的晶体管选频放大电路，谐振频率是100赫，通频带小于6赫，谐振点的增益|KF|=70，它属于第一类选频放大电路，BG1、BG2组成共射放大电路，输入信号Ui与反馈电压UF分别加于两管的基极UF先经射随器BG4再送到BG2基极，其作用是：一方面增加选频放大电路的输入电阻，另一方面可使双T的负载电阻即BG4的输入电阻增加，以消除输入信号源内阻RS对双T的影响，BG3也是射随器，它使双T的电源内阻减小，从而提高了电路的选择性，双T电桥为非对称型，它与放大电路交流耦合，故用CL来校正幅频相频特性的对称性。图52、调整方法为了降低对电阻精度的要求和便于调虎离山节，R2（或R3）分别用一只固定电阻R2（或R3）和电位器R2（或R3）组成，电位器数值为R2（或R3）的10-20%为宜若固定电阻，误差是5%，然后按要求精度来选电容。图6调整步骤（1）按图6电路双T网络进行粗调，信号源选频率100赫，输入电压大于2伏，然后反复调电位器R2和R3务必使输出电压最小，对于定点频率的双T网络，使Fmin=0.002是不因难的（即衰减54分贝）注意在图5电路中，对双T网络来说，右边为输入端，左边为输出端，另外，信号源的非线性失真要小，否则很难使Fmin=0.002.(2)调放大器的直流工作点，由于基本放大电路是直接耦合放大器，各级工作点彼此有牵连，所以只要调节偏置Rb1、Rb2使Ue3为6-7伏即可。（3）调放大器的无反馈（开环）增益，从BG1基极输入信号（f=100和赫）调节输入幅度，使输出波形不失真，并求K=UO/Ui=70，若K70，则减小Re2;反之，若K70,可增加Rc2，直至K=70为止。（4）双T电桥细调拉入双T电桥，因双T已调准于f=100赫及Fmin0的，又因双T的输入阻抗比放大器的输出阻抗大很多，所以接入双T电桥后，对谐振点来说，负反馈为零。因此，应该不影响放大器的增益，根据这个道理，若接入双T网络后，K略小于70（因双T总有点负载效应），则说明电路是正常工作的；若接入双T网络后，K大于70，则说明双T在谐振点处引入正反馈，这时应调大R3，使K减小至70；反之当接入双T网络后，K减小较大，则说明了双T在谐振处FminO，故引入负反馈，致使K减小，此时可适当调小R3，务使K增大到70为止。在调试过程中，如果发现自激现象，则应首先把自激消除后，再进行调试，有三类自激振荡1、谐振点附近的自激，因为在fo附近双T电桥产生正反馈，可调节R3使自激消除，2、在极低频率附近（约几赫）时，是由于双T网络的幅频相频特性不对称，加上极低频率时，放大器的耦合电容或旁路电容会引入附加相移，从而构成了正反馈，因此，消除这类自激振蒎，可以改用直耦放电路或将耦合电容、旁路电容的数值减少，尤其要注意双T网络与放大器的耦合电容C4的影响；3、高频自激振荡（约几十千赫）消除方法是收缩放大器的通频带，使高端增益讯速地衰减，例如图5电路中接入Cm，使BG2的负载变为R2与Cm并联，选取Cm的数值，使其在低频时，Cm不起作用，而在自激频率附近，造成了BG2的阻抗突然急剧地减小，从而使自激消除，第九 直流放大器直流放大器能够放大直流信号或变化极其缓慢的交流信号，它广泛应用于自动控制仪表，医疗电子仪器、电子测量仪器等。常用的直流放大电路有单端式直流放大器、差动式直流放大器、调制型直流放大等。一 单端式直流放大器单端式直流放大器需要解决级间直流电平配置问题，如下图（a）的电路是利用电阻Re2拉低BG2的射极电位以满足直流电平配置要求（即令Ube2=Uc1-Ue2）.下图（b）的电路是利用D1及D2作电平配置。使BG2、BG3的偏听偏信置电压分别为Ube2=0.3伏、Ube3=0.45伏。D3起保护