磁悬浮列车的电流型控制辅助电源设计

磁悬浮列车的电流型控制辅助电源磁悬浮列车的电流型控制辅助电源 设计设计 前言前言 1 开关电源需要对被控输出变量采用闭环控制 以使系统对 输入电压变化或负载电流变化能及时调节 并具有期望的动态 响应 传统的开关电源大都采用电压型控制 即只对输出电压 采样 并作为反馈信号实现闭环控制 以稳定输出电压 在其控 制过程中 电感电流未参与控制 是独立变量 开关变换器为二 阶系统 有两个状态变量 即输出滤波电容的电压和输出滤波电 感的电流 二阶系统是一个有条件的稳定系统 只有对误差放 大器补偿网络进行精心设计和计算 才能保证系统稳定工作 由于开关电源的电流都要流经电感 将使滤波电容上的电压信 号对电流信号产生 90 延迟 因此 仅采用采样输出电压的办法 其稳压响应速度慢 稳定性差 甚至在大信号变化时会产生振荡 从而损坏功率器件 采用电流型控制的开关电源是一个双闭环控制系统 针对 电压型控制的缺点 电流型控制既保留了电压型控制的输出电 压反馈 又增加了电感电流反馈 而且这个电流反馈就作为 pwm 控制变换器的斜坡函数 从而不再需要锯齿波发生器 使 系统的性能具有明显的优越性 由于反馈电感电流的变化率 di dt 直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化 电感电流的 平均值正比于负载电流 电压反馈回路中 误差放大器的输出 作为电流给定信号 与反馈的电感电流比较 直接控制功率开关 通断的占空比 使功率开关的峰值电流受电流给定信号的控制 电流型控制方法的特点如下 1 系统具有快速的输入 输出动态响应和高度的稳定性 2 很高的输出电压精度 3 具有内在对功率开关电流的控制能力 4 良好的并联运行能力 目前 随着电流型控制集成控制器的出现 电流型控制技 术越来越多地被应用于实际的设计当中 虽然电流型控制较电压型控制有许多优点 但是对于检测 固定频率 峰值电流的变换器而言 电流型控制仍然存在着一 些不足 主要表现在以下几点 1 存在一定条件下抗干扰能力差的问题 如果电感电流上 升率不够大 电路的分布电容会引起开通电流尖峰 可能会造成 开关管突然关断 造成次谐波振荡 subharmon ico scillat ion 在 没有斜坡补偿情况下 当占空比大于 50 时 次谐波振荡将会 发散 造成系统的不稳定 2 控制信号与开关管电流有关 因此 功率级电路的振荡 会给控制环带来噪声 3 电感峰值电流与平均输出电流有误差 电流控制模式采 用斜坡补偿后 上述部分问题都能得到满意的解决 并且不影响 其优势的发挥 2 电流型控制变换器的斜坡补偿电流型控制变换器的斜坡补偿 2 对于任何固定频率的电流型控制变换器 当占空比超过 50 时 不论电压反馈环的状态如何 电流内环都是不稳定的 由于 占空比不能取得很大 对输入电压的限制就变得很严格 而加 入斜坡补偿后 对于任何占空比 系统都可以稳定工作 图 1 为电流型控制变换器电感电流 il 的波形 il 受到误 差电压 v c 的控制 如果在电感电流 il 上产生了扰动 i0 当 占空比 d5 0 时 如图 1 a 所示 i1 将逐渐减小 即 i1 i0 当 d50 图 1 扰动情况下电感电流波形时 如图 1 b 所示 i1 将 逐渐增大 即 i1 i0 给出相应的数学表达式 i1 i0m 2m 1 1 式中 m 1 电感电流上升斜率 m 2 电感电流下降 斜率 此时 引入一个斜坡补偿 从误差电压减去这个补偿斜坡或 将补偿斜坡加到电流波形上 于是 有 i1 i0 m 2 mm 1 m 2 由于要使系统在任何占空比下都能稳定工作 必须满足 i1 i0 因此 由 d 1 得补偿斜坡斜率 m 12m 2 3 所以 为了保证电流环稳定 补偿斜坡的斜率 m 必须大 于电感电流下降斜率 m 2 的一半 见图 1 c 3 磁悬浮列车辅助电源设计实例磁悬浮列车辅助电源设计实例 311 电路结构在设计磁悬浮列车辅助电源时 采用反激式电 流型控制变换器拓扑结构 电路图见图 2 图 2 反激式电流型控制辅助电源电路 电 路主要参数为 输入电压 v in 70 120 v 输出电压 v o 5 v a 组输出 15 v b c 组输出 最大占空比 d 0 44 开关管开关频率 f s 20 khz a 组输出滤波电感 l 3 100 lh a 组 输出滤波电容 c11 470 lf 3 2 高频变压器设计 在设计实例中 高频变压器的计算是设计工作的核心 设 计时 要保证电源的调整率和对线圈的漏感要求 还要对高频变 压器的外形尺寸及成本进行综合考虑 选择磁心材料为 r2kb m e140 12 型磁心 r 2kb m 材料 的饱和磁感应强度 b sa 0 48 t 为了使变压器工作在低磁损状 态 选工作最大磁通密度 b max 13b sa 高频变压器设计参数为 饱和磁感应强度 b sa 0 48 t 工作最大磁通密度 b max 13b sa 0 16 t 磁心有效截面积 a e 1 44 cm 2 窗口面积 a c 31108 cm 2 空气隙长度 l g 01103 cm 变压器初级绕组 l 1 匝 数 n 1 96 匝 自馈绕组 l 2 匝数 n 2 21 匝 5 v 直流输出绕 组 l 3 匝数 n 3 8 匝 15 v 直流输出绕组 l 4 l 5 匝数 n 4 n 5 20 匝 为了使变压器绕制完成后 有很小的漏感 采用分层绕制 最内层为初级绕组线圈的一半 并由抽头引出 然后分别绕制次 级各绕组线圈 再将初级绕组的另一端由抽头处绕完 最外层 为自馈绕组 3 3 斜坡补偿实现 3 在电流型 pwm 控制变换器 u c3842 中 误差电压 误差 放大器的输出 与原边电流经 pwm 控制变换器比较 产生控制 电压 误差电压减去补偿斜坡的斜率或在 pwm 控制变换器的 原边检测电流输入端 p in3 加上补偿斜坡斜率 作用是相同的 都是减小脉冲宽度 即减小占空比 相比之下 更为方便的办法 是将补偿斜坡斜率加到 pwm 控制变换器的电流输入端 在定 时电容 ct p in4 上可获得部分振荡波形 将该振荡波形与原边 电流电阻性地相加 相加的结果输入到 pwm 控制变换器的电 流检测输入端 当取斜率补偿量 m 0 75 r 5 330 8 时 计算得 r sl 3 2 k8 3 4 开关管栅极驱动电路 3 为了防止由外部寄生参数引起的驱动电流振荡 可以在 pwm 控制变换器的 u c3842 输出 p in6 与 mo sfet 栅极之间 串入一个限流电阻 以限制驱动电流的峰值 在实际应用中 电路寄生参数的影响非常重要 通常 mo sfet 的