电力拖动自动控制课程系统设计

1 1 设计分析设计分析 1 11 1 双闭环调速系统的结构图双闭环调速系统的结构图 直流双闭环调速系统的结构图如图 1 所示 转速调节器与电流调节器串极 联结 转速调节器的输出作为电流调节器的输入 再用电流调节器的输出去控 制 PWM 装置 其中脉宽调制变换器的作用是 用脉冲宽度调制的方法 把恒定 的直流电源电压调制成频率一定 宽度可变的脉冲电压序列 从而可以改变平 均输出电压的大小 以调节电机转速 达到设计要求 图 1 双闭环调速系统的结构图 1 21 2 调速系统起动过程的电流和转速波形调速系统起动过程的电流和转速波形 如图2所示 这时 启动电流成方波形 而转速是线性增长的 这是在最大 电流 转矩 受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程 IdL n t Id O Idm IdL n t Id O Idm Idcr nn a b a 带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 b 理想快速起动过程 图 2 调速系统起动过程的电流和转速波形 1 31 3 H H 桥双极式逆变器的工作桥双极式逆变器的工作原理原理 脉宽调制器的作用是 用脉冲宽度调制的方法 把恒定的直流电源电压调 制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列 从而平均输出电压的大小 以调节电 机转速 H 形双极式逆变器电路如图 3 所示 这时电动机 M 两端电压的极性随 AB U 开关器件驱动电压的极性变化而变化 图 3 H 形双极式逆变器电路 双极式逆变器的四个驱动电压波形如图 4 所示 O O O O Ug1Ug4 Ug2Ug3 UAB Us Us id id1 id2t t t t tonT tonT 图 4 H 形双极式逆变器的驱动电压波形 他们的关系是 在一个开关周期内 当 1423gggg UUUU 时 晶体管 饱和导通而 截止 这时 当0 on tt 1 VT 4 VT 3 VT 2 VT ABs UU 时 截止 但 不能立即导通 电枢电流经 on ttT 1 VT 4 VT 3 VT 2 VT d i 2 VD 续流 这时 在一个周期内正负相间 这是双极式 PWM 变换 3 VD ABs UU AB U 器的特征 其电压 电流波形如图 2 所示 电动机的正反转体现在驱动电压正 负脉冲的宽窄上 当正脉冲较宽时 则的平均值为正 电动机正 2 on T t AB U 转 当正脉冲较窄时 则反转 如果正负脉冲相等 平均输出电压为 2 on T t 零 则电动机停止 双极式控制可逆 PWM 变换器的输出平均电压为 2 1 ononon dss tTtt UUU TTT 如果定义占空比 电压系数 on t T d s U U 则在双极式可逆变换器中 21 调速时 的可调范围为 0 1 相应的 当时 为正 1 1 1 2 电动机正转 当时 为负 电动机反转 当时 电动机停 1 2 1 2 0 止 但电动机停止时电枢电压并不等于零 而是正负脉宽相等的交变脉冲电压 因而电流也是交变的 这个交变电流的平均值等于零 不产生平均转矩 徒然 增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点 但它也有好处 在电动机停止时仍 然有高频微震电流 从而消除了正 反向时静摩擦死区 双极式控制的桥式可逆 PWM 变换器有以下优点 1 电流一定连续 2 可使电动机在四象限运行 3 电动机停止时有微震电流 能消除静摩擦死区 4 低速平稳性好 每个开关器件的驱动脉冲仍较宽 有利于保证器件的可靠导 通 1 41 4 PWMPWM 调速系统的静特性调速系统的静特性 由于采用了脉宽调制 电流波形都是连续的 因而机械特性关系式比较简 单 电压平衡方程如下 d sd di URiLE dt 0 on tt d sd di URiLE dt on ttT 按电压平衡方程求一个周期内的平均值 即可导出机械特性方程式 电枢两端 在一个周期内的电压都是 平均电流用表示 平均转速 ds UU d I e nE C 而电枢电感压降的平均值在稳态时应为零 于是其平均值方程可以写成 d di L dt sdde URIERIC n 则机械特性方程式 0 s dd eee URR nInI CCC 2 2 电路设计电路设计 H 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图 5 所示 PWM 逆变器的直流电 源由交流电网经不控的二极管整流器产生 并采用大电容滤波 以获得恒定 0 C 的直流电压 由于直流电源靠二极管整流器供电 不可能回馈电能 电动机 s U 制动时只好对滤波电容充电 这时电容器两端电压升高称作 泵升电压 为了 限制泵升电压 用镇流电阻 Rz 消耗掉这些能量 在泵升电压达到允许值时接通 VTz 图 5 H 桥式直流脉宽调速系统主电路 四单元 IGBT 模块型号 20MT120UF 生产厂家 IR 公司 主要参数如下 1200V 16A 100 CER U c I CN TC kWPCM9 0 VU satCE 05 3 2 12 1 给定基准电源给定基准电源 此电路用于产生 15V 电压作为转速给定电压以及基准电压 如图 6 所示 图 6 给定基准电源电路 2 22 2 双闭环调节器电路双闭环调节器电路设计设计 为了实现闭环控制 必须对被控量进行采样 然后与给定值比较 决定调 节器的输出 反馈的关键是对被控量进行采样与测量 2 2 12 2 1 电流电流调节器调节器 由于电流检测中常常含有交流分量 为使其不影响调节器的输入 需加低 通滤波 此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示 由初始条件知滤波时间 常数 以滤平电流检测信号为准 为了平衡反馈信号的延迟 在给sToi001 0 定通道上加入同样的给定滤波环节 使二者在时间上配合恰当 图 7 含给定滤波与反馈滤波的 PI 型电流调节器 2 2 22 2 2 转速转速调节器调节器 转速反馈电路如图 8 所示 由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹 波 因此也需要滤波 由初始条件知滤波时间常数 根据和电流环sTon005 0 一样的原理 在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节 图 8 含给定滤波与反馈滤波的 PI 型电转速调节器 2 32 3 信号产生电路信号产生电路 本设计采用集成脉宽调制器 SG3524 作为脉冲信号发生的核心元件 根据 主电路中 IGBT 的开关频率 选择适当的 值即可确定振荡频率 t R t C 电路中的 PWM 信号由集成芯片 SG3524 产生 SG3524 采用是定频 PWM 电路 DIP 16 型封装 由 SG3524 构成的基本电路如图 8 所示 由 15 脚输入 15V 电压 用于产 生 5V 基准电压 在 6 7 引脚之间接入外部阻容元件构成 PI 调节器 可提高 稳态精度 12 13 引脚通过电阻与 15V 电压源相连 供内部晶体管工作 由电 流调节器输出的控制电压作为 2 引脚输入 通过其电压大小调节 12 13 引脚的 输出脉冲宽度 实现脉宽调制变换器的功能实现 图 9 SG3524 管脚图 图 10 SG3524 引脚接线图 图 11 SG3524 内部框图 主要参数 输入电压 Uimax 40V 输出电流 500mA 好散功率 1W 2 42 4 IGBTIGBT 基极驱动电路基极驱动电路原理原理 工作原理如图12所示 图12 EXB841内部结构图 EXB841 系列驱动器的各引脚功能如下 脚1 连接用于反向偏置电源的滤波电容器 脚2 电源 20V 脚3 驱动输出 脚4 用于连接外部电容器 以防止过流保护电路误动作 大多数场合不需 要该电容器 脚5 过流保护输出 脚6 集电极电压监视 脚7 8 不接 脚9 电源 脚10 11 不接 脚14 15 驱动信号输入 2 52 5 基于基于EXB841EXB841驱动电路设计驱动电路设计 驱动电路中V5起保护作用 避免EXB841的6脚承受过电压 通过VD1检测是 否过电流 接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点 以降低过高的保 护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题 R1和C1及VZ4接在 20V电源上保证稳 定的电压 VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压 Rge是防止IGBT误导通 针对EXB841存在保护盲区的问题 可如图12所示将EXB841的6脚的超快速恢 复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极 管 也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间 避免IGBT过窄脉宽 下的低输出大功耗状态 针对EXB841软关断保护不可靠的问题 可以在EXB841 的5脚和4脚间接一个可变电阻 4脚和地之间接一个电容 都是用来调节关断时 间 保证软关断的可靠性 针对负偏压不足的问题 可以考虑提高负偏压 一 般采用的负偏压是 5V 可以采用 8V的负偏压 当然负偏压的选择受到IGBT栅射 极之间反向最大耐压的限制 输人信号被接到15脚 EXB841正常工作驱动IGBT 图13 EXB841驱动IGBT设计图 主要参数 电源电压 20V 最大输出功率 47mA 最高工作频率 10kHz 2 62 6 锯齿波信号发生电路锯齿波信号发生电路 锯齿波信号发生器 SG 的输出信号 Us 与控制信号在 PWM 转换器 C U SG3524 中进行比较 PWM 输出幅度恒定 宽度变化的方波脉冲序列 即 PWM 波 SG 电路可有 UJT 或者 PUT 构成 UJT 锯齿波信号发生器基本电路如图 14 所 示 图 14 锯齿波信号发生电路 2 72 7 转速及电流检测电路转速及电流检测电路 2 7 12 7 1 转速检测电路转速检测电路 转速检测电路如图 15 所示 与电动机同轴安装一台测速发电机 从而引 出与被调量转速成正比的负反馈电压 与给定电压相比较后 得到转速 n U n U 偏差电压输送给转速调节器 测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小 n U 还包含转速的方向 测速电路如图 15 所示 通过调节电位器即可改变转速反馈 系数 图 15 转速检测电路 2 7 22 7 2 电流检测电路电流检测电路 通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图 16 所示 图 16 闭环霍尔电流传感器的工作原理 霍尔电流传感器的结构如图13所示 用一环形导磁材料作成磁芯 套在被 测电流流过的导线上 将导线中电流感生的磁场聚集起来 在磁芯上开一气隙 内置一个霍尔线性器件 器件通电后 便可由它的霍尔输出电压得到导线中流 通的电流 闭环霍尔电流传感器主要有以下特点 1 可以同时测量任意波形电流 如 直流 交流 脉冲电流 2 副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离 绝缘电压一般为 2kV 12kV 3 电流测量范围宽 可测量额定1mA 50kA电流 4 跟踪速度di dt 50A s 5 线性度优于0 1 IN 6 响应时间 1 s 7 频率响应 0 100kHz 3 3 调节器的参数调节器的参数整定整定 本设计为双闭环直流调速系统 电路基本数据如下 1 PWM 装置放大系数 8 4 s K 2 电枢回路总电阻 R 8 3 电磁时间常数 sTl015 0 4 机电时间常数 sTm2 0 5 调节器输入电阻 kR40 0 设计指标 1 静态指标 无静差 2 动态指标 电流超调量 空载起动到额定转速时的转速超调量 5 i 20 n 计算反馈关键参数 min 05 0 200 10 n U nom nm r V A V I U nom im 35 1 7 32 10 3 13 1 电流环的设计电流环的设计 1 确定时间常数 PWM 装置滞后时间常数 电流滤波时间常数 sTs001 0 sToi01 0 和一般都比小得多 可以当作小惯性群近似地看作sTTT002 0 iosi s T oi T l T 是一个惯性环节 2 选择电流调节器结构 根据设计要求 而且 5 i 105 7 002 0 015 0 i l T T 可按典型 型设计电流调节器 电流环控制对象是双惯性型的 所以把电流 调节器设计成 PI 型的 其传递函数为 1 i ACRi i s WsK s 式中 电流调节器的比例系数 i K 电流调节器的超前时间常数 i 3 选择电流调节器的参数 ACR 超前时间常数 电流环开环时间增益 要求 故s015 0 li T 5 i 应取 因此 i 0 5 I K T 1 250 002 0 5 05 0 s T K i I 于是 ACR 的比例系数为 63 4 8 435 1 8015 0 250 s i Ii K R KK 4 校验近似条件 电流环截止频率 1 250 sKI ci 1 晶闸管装置传递函数近似条件 s T3 1 ic 即 ci s s T 1 33 333 001 0 3 1 3 1 满足近似条件 2 忽略反电动势对电流环影响的条件 1 3 lm ci TT 即 ci sm s TT 1 77 54 015 0 2 0 1 3 1 3 满足近似条件 3 小时间常数近似处理条件 ois ci TT 1 3 1 即 ci ois s TT 1 33 333 001 0 001 0 1 3 11 3 1 满足近似条件 5 计算调节器电阻和电容 调节器输入电阻为 各电阻和电容值计算如下 kR40 0 取 2 1854063 4 0 kkRKR ii k185 取081 0 10 10185 015 0 6 3 F R C i i i F 08 0 取FF R T C oi oi 1 010 1040 001 0 44 6 3 0 F 1 0 3 23 2 转速环的设计转速环的设计 1 确定时间常数 1 电流环等效时间常数 s004 0 002 0 22 i T 2 转速滤波时间常数 sTon005 0 3 转速环小时间常数近似处理 sTTT omin 009 0 2 2 选择转速调节器结构 按跟随和抗扰性能都能较好的原则 在负载扰动点后已经有了一个积分环节 为 了实现转速无静差 还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节 因此需要 由 设计要求 转速调节器必须含有积分环节 故按典型 型系统 选用设计 PI 调 节器 其传递函数为 1 n ASRn n s WsK s 3 选择调节器的参数 根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取 则 ASR 超前时间常数为5h sshT nn 045 0 009 0 5 转速开环增益 22 222 48 1418 009 0 252 6 2 1 ss Th h K n N ASR 的比例系数 4 5 009 0805 052 2 012 0 35 1 6 2 1 n me n RTh TCh K 4 近似校验 转速截止频率为 1 1 67 66 1 045 048 1481 s s K K nN N cn 1 电流环传递函数简化条件 i cn T 5 1 现在 cn i s s T 1 100 1 002 0 5 1 5 1 满足简化条件 2 小时间常数近似处理条件 oni cn TT 2 1 3 1 现在 满足近似条件 cn oniT T 54 74 005 0 002 0 2 1 3 1 2 1 3 1 5 计算调节器电阻和电容 调节器输入电阻 则 kR40 0 取 220 kkRKR n 216404 5 00 k 取 0 2FF R C n n n 205 0 10 10220 045 0 6 3 F 取 0 5FF R T C on on 5 010 1040 005 0 44 6 3 0 F 6 检验转速超调量 当 h 5 时 查表得 37 6 不能满足设计要求 实际上 由于这是 n 按线性系统计算的 而突加阶跃给定时 ASR 饱和 不符合线性系统的前 提 应该按 ASR 退饱和的情况重新计算超调量 设理想空载起动时 负载系数 z 0 m nnom b T T n n z C C 2 max n 当 h 5 时 而 2 81 max b C C 因此 min 67 246 min 12 0 87 3 max rr C RI n e dnom 20 18 2 0 009 0 200 67 246 22 2 81 n 过渡时间 21 TTTs 为恢复时间 为恒流升速时间 21 TT 0 081s n nomim nn T IU UK h h T 1 2 1 当 h 5 时 sTT n 0792 0 80 8 2 满足设计要求 sTTTs162 0 0792 0081 0 21 4 4 电路图总体设计电路图总体设计 5 5 心得及总结心得及总结 脉冲宽度调制 PWM Pulse Width Modulation 就是指保持开关周期 T 不变 调节开关导通时间 t 对脉冲的宽度进行调制的技术 PWM 控制技术以其控制简 单 灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术等领域最广泛应用的控制方式 本文利用 SG3524 集成 PWM 控制器设计了一个基于 PWM 控制的直流调速系统 本系统采用了电流转速双闭环控制 并且设计了完善的保护措施 既保障了系 统的可靠运行 又使系统具有较高的动 静态性能 在当今的社会生活中 电子科学技术的运用越来越深入到了各行各业之中 并得到了长足的发展和进步 自动化控制系统更是的到了广泛的应用 其中一 项重要的应用就是 自动调速系统 相较于交流电动机 直流电动机结构复 杂 价格昂贵 制造困难且不容易维护 但由于直流电动机具有良好的调速性 能 较大的启动转矩和过载能力强 适宜在广泛的范围内平滑调速 所以直流 调速系统至今仍是自调速系统中的重要形式 而伴随着电力电子技术的不断发 展 开关速度更快 控制更容易的全控性功率器件 MOSFET 和 IGBT 成为主流 PWM 表现出了越大的优越