GPS接收机射频前端电路原理与设计

GPS 接收机射频前端电路原理与设计接收机射频前端电路原理与设计 摘要 在天线单元设计中采用了高频 低噪声放大器 以减弱天线热噪声及前面几级 单元电路对接收机性能的影响 基于超外差式电路结构 镜频抑制和信道选择原理 选用 GP2010 芯片实现了射频单元的三级变频方案 并介绍了高稳定度本振荡信号的合成和采样 量化器的工作原理 得到了导航电文相关提取所需要的二进制数字中频卫星信号 关键词 GPS 接收机 灵敏度 超外差 锁相环频率合成 利用 GPS 卫星实现导航定位时 用户接收机的主要任务是提取卫星信号中的伪随机噪 声码和数据码 以进一步解算得到接收机载体的位置 速度和时间 PVT 等导航信息 因此 GPS 接收机是至关重要的用户设备 目前实际应用的 GPS 接收机电路一般由天线单 元 射频单元 通信单元和解算单元等四部分组成 如图 1 所示 本文在分析 GPS 卫星信 号组成的基础上 给出了射频前端 GP2010 的原理及应用 1 GPS 卫星信号的组成 GPS 卫星信号采用典型的码分多址 CDMA 调制技术进行合成 如图 2 所示 其完 整信号主要包括载波 伪随机码和数据码等三种分量 信号载波处于 L 波段 两载波的中 心频率分别记作 L1 和 L2 卫星信号参考时钟频率 f0 为 10 23MHz 信号载波 L1 的中心频 率为 f0 的 154 倍频 即 fL1 154 f0 1575 42MHz 1 其波长 1 19 03cm 信号载波 L2 的中心频率为 f0 的 120 倍频 即 fL2 120 f0 1227 60MHz 2 其波长 2 24 42cm 两载波的频率差为 347 82MHz 大约是 L2 的 28 3 这样选择载 波频率便于测得或消除导航信号从 GPS 卫星传播至接收机时由于电离层效应而引起的传播 延迟误差 伪随机噪声码 PRN 即测距码主要有精测距码 P 码 和粗测距码 C A 码 两种 其中 P 码的码率为 10 23MHz C A 码的码率为 1 023MHz 数据码是 GPS 卫星以二 进制形式发送给用户接收机的导航定位数据 又叫导航电文或 D 码 它主要包括卫星历 卫星钟校正 电离层延迟校正 工作状态信息 C A 码转换到捕获 P 码的信息和全部卫星 的概略星历 总电文由 1500 位组成 分为 5 个子帧 每个子帧在 6s 内发射 10 个字 每个 字 30 位 共计 300 位 因此数据码的波特率为 50bps 数据码和两种伪随机码分别以同相和正交方式调制在 L1 载波上 而在 L2 载波上只用 P 码进行双相调制 因此 L1 和 L2 的完整卫星信号分别为 SL1 t AcCi t Di t sin L1t c 3 ApPi t Di t cos L1t P1 SL2 t BpPi t Di t cos L2t p2 4 式中 Ap Bp Ac 分别为 P 码和 C A 码的振幅 Pi t Ci t 分别为对应 P 码和 C A 码 的伪随机序列码 Di t 为卫星导航电文数据码 L1 L2 分别为 L1 和 L2 载波信号的角频 率 C 和 P1 P2 分别为 C A 码和 P 码对应于载波的起始相位 合成的 GPS 信号向全 球发射 随时随地供接收机解算导航定位信息使用 2 GPS 接收机的灵敏度 GPS 接收机对信号的检测质量取决于信噪比 当其为 理想接收机 时 接收机输入端的 信噪比 Si Ni 与其输出端的信噪比 So No 相同 由于实际 GPS 接收机存在内部噪声 使得 So No Si Ni 而噪声越大 输出信噪比越越小 则接收机的性能越差 此时接收机 的噪声系数为 F Si Ni So No 5 式 5 表明由于内部噪声影响 接收机输出端信噪比相对于输入端信噪比变差的倍数 由式 5 输入信号额定功率可表示为 Si NiFo So No 6 式 6 给出了 GPS 接收机在噪声背景下接收卫星信号的能力 接收机不仅要将输出信 号放大到足够的数值 更重要的是要使输出端的信噪比 So No 达到所需比值 令 So No So No min 时对应的接收机输入信号功率的最小可检测信号功率为 Simin 通 常用它表示接收机的灵敏度 由于接收机的输入噪声额定功率 Ni kT0Bn 7 式 7 中 k 为玻尔兹曼常数 k 1 38 10 23J K T0 为单元电路的室内温度 17 290K 绝对温度 Bn 为单元电路的带宽 将式 7 代入式 6 可得 Si kT0BnFo So No 8 于是可进一步得到 GPS 接收机的灵敏度为 Simin kT0BnFo So No min 9 由式 9 可知 为了提高 GPS 接收机的灵敏度 就要减少最小可检测信号功率 Simin 因此在接收机电路设计中一方面要考虑尽量降低接收机的总噪声系数 Fo 另一方 面应设法提高噪声背景下 GPS 接收机输出端的信噪比 So No 3 GPS 接收机天线单元 天线单元的主要功能是接收空中 GPS 卫星信号 从而为接收机射频前端提供较为纯净 的完整卫星信号 在接收机设计中 当两个单元电路级联时 如图 3 所示 如果第一 二 级单元电路的噪声系数和额定功率增益分别为 F1 F2 和 G1 G2 其带宽均为 Bn 设级 联电路的总噪声系数为 Fo 则其实际输出的额定噪声功能 No 为 No kT0BnG1G2Fo 10 由于 No 由两部分组成 即 No No12 N2 11 其中 No12 是由于第一级单元电路的噪声在第二级单元电路输出端呈现的额定噪声功率 N2 是由于第二级单元电路所产生的噪声功率 且 No12 kToBnG1G2F1 12 N2 kToBnG2 F2 1 13 将式 12 13 代入式 11 则 No kToBnC1C2Fo kToBnG1G2F1 kToBnG2 F2 1 14 化简式 14 得到两级单元电路级联后的总噪声系数为 Fo F1 F2 1 G1 15 同理可得 n 级单元电路级联时的总噪声系数为 Fo F1 F2 1 G1 F3 1 G1G2 Fn 1 G1G2 Gn 1 16 可见 GPS 接收机中各级单元电路的内部噪声对级联后总噪声系数的响应有所不同 级 数越靠前的单元电路的噪声系数对总噪声系数的影响越大 因此 总噪声系数主要取决于 最前面几级单元电路的噪声系数 其中天线热噪声对接收机性能影响最大 故设计时采用 接收天线 射频频段选择带通滤波器及高频低噪放 LNA 等器件组成天线单元 如图 4 所示 天线单元采用 DC 5V 供电 其中 LNA 采用高增益 低噪声 高频放大器 MAAM12021 其增益高达 21dB 噪声系数低于 1 55dB 有利于降低 GPS 接收机的总噪 声系数 其工作频段处于 1 5 1 6GHz 适合于 C A 码 GPS 接收机的频带需求 可满足高 增益和低噪声系数的性能指标要求 4 GPS 接收机射频单元 噪声总线伴随着信号同时出现 尽可能提高噪声背景下输出端的信噪比是改善接收机灵 敏度的重要措施 GPS 接收机天线单元接收并提供给射频单元的信号频率很高而信道带宽 又很窄 要直接滤出所需信道 则需 Q 值非常大的滤波器 至少目前的技术水平难以满足 这一指标 另外高频电路在增益 精度和稳定性等方面的问题 在高频范围直接对 GPS 卫 星信号进行解调很不现实 为此 在射频单元设计中采用 超外差 式多级变频配合区配滤 波器的电路结构 以消除噪声干扰 解决高频信号处理中所遇到的困难 适合这种电路结 构的芯片采用了第二代 GPS 接收机射频前端 GP2010 它采用 44 引脚 帧面方形封装 主 要集成了频率合成器 混频器 自动增益控制 AGC 电路以及数字量化器等 GP2010 接收的信号频率与 L1 载波的卫星信号频率兼容 主要用于设计 C A 码 GPS 接收机的射频 单元 微弱的 GPS 高频信号通过超外差式三级混频电路 去掉了其它信道干扰 获得了足 够增益 解调并撮出所需的中频信息 图 5 给出了前两级超外差式下变频器和带有自动增 益控制 AGC 电路的第三级混频器的工作原理图 每经过一次下变频 输出信号的频率 降低 幅度增大 而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除 GP2010 利用混频器将高频 GPS 信号搬到很低中频频率的同时引入了镜频干扰 而利用 滤波器对镜频干扰的抑制效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离 或者说取决于中频 频率的高低 如果中频频率高 则信号与镜频相距较远 那么镜频成份就能受到较大抑制 反之 如果中频频率较低 则信号与镜频相隔不远 滤波器对干扰的滤波效果就比较差 由于信道选择在中频进行 同理 较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高 于是 镜频抑制与信道选择形成一对矛盾 而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键 所以在 GPS 接收机设计中 通常使用两级或三次变频来取得更好的折衷 由图 5 可看出 GP2010 的三级变频器采用了中心频率分别为 175 42MHz 35 42MHz 和 4 309MHz 的三个中频滤波器 各级混频器需要的本振信号均由片内集成锁相环 PLL 频率合成器提供 如图 6 所示 它主要由 PLL 振荡器回路 鉴相器 PLL 环路 滤波器 分频器和一个完整的 1400MHz 压控振荡器 VCO 等元件组成 PLL 采用 10 000MHz 参考频率 VCO 的控制增益为 150MHz V 输出频率范围为 1386 1414MHz 为了提供高稳定度参考频率源 设计中采用了温度补偿型晶体振荡器 TCXO 自输入阻 抗为 5k 的参考频率提供 10 000MHz 的 AC 小信号频率给 PLL 振荡器 当 PLL 相位锁定 参考信号时 鉴相输出逻辑高电平指示相位已锁定 相位锁定时间约需 6ms 环路增益约 为 150dB VCO 输出的 1400MHz 信号作为第一本振信号 由其分频产生的 140 0MHz 31 111MHz 信号分别作为第二本振第第三本振信号 当 GP2010 接收到 1575 42MHz 的 GPS 卫星信号时 通过三级变频可得到 4 309MHz 的中频信号 为配合通道单元和解算单元完成导航信号的数据提取及信号处理 在 5 714MHz 采样时 钟控制下 GP2010 的片内集成数字量化器可实现对 4 309MHz 的中频卫星信号进行数字量 化 从而为通道单元相关器提供 TTL 电平的 2 位量化输出 即 1 405MHz 的二进制符号及 量值数字信息 如图 7 所示 为了得到平稳的中频卫星信号及采样数字输出 该模块同时 产生 AGC 控制信号用于稳定第三级变频 如图 5 b 所示 时所产生的中频信号幅度 总之 GP2000 芯片组是 Zarlink 半导体公司为设计 GPS 接收机而推出的一系列集成电 路 采用 GP2000 芯片组可设计出多