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文档简介
第5章模拟调制系统 主要内容 基本概念幅度调制原理及抗噪声性能非线性调制原理及抗噪声性能模拟调制系统的比较频分复用 FDM 调频立体声 1 基本概念调制 把信号转换成适合在信道中传输形式的过程 调制信号 指来自信源的基带信号 载波 未受调制的周期性振荡信号 它可以是正弦波 也可以是非正弦波 已调信号 载波受调制后称为已调信号 解调 检波 调制的逆过程 其作用是将已调信号中的调制信号恢复出来 调制的目的 提高无线通信时的天线辐射效率 传输频率 3kHz 天线高度 25km传输频率 900MHz 天线高度 8cm把多个基带信号分别搬移到不同的载频处 以实现信道的多路复用 提高信道利用率 扩展信号带宽 提高系统抗干扰 抗衰落能力 还可实现传输带宽与信噪比之间的互换 2 幅度调制原理及抗噪声性能 2 1幅度调制原理1 调幅AM 常规双边带调制 直流分量 调制信号的组成部分 当载波初相为0时 已调信号为 频域特性分析 若有 则AM信号的频谱为 载波幅度 已调信号的组成部分 已调信号的频谱图 1 形状相同 位置搬移 2 AM信号含载波分量 3 AM信号是双边带信号 带宽BAM 2W 2fH4 下边带是上边带的镜像 载频分量 载频分量 调幅信号的平均功率为 功率特性分析 常规调幅信号的功率由载波功率Pc和边带功率Pf组成 边带功率与调制信号有关 是有用功率 载波功率 因为 调制效率 边带功率与总功率之比 即 当时 有 此时 若 调制效率最大值为1 3 常规调幅调制效率低 载波分量不携带信息却占用大部分功率 改进方案 抑制载波双边带调制 2双边带调幅 DSB DSB信号表达式为 已调波频谱为 DSB波形图及频谱图如下 3单边带调制 SSB 双边带信号的频谱上边带和下边带完全对称一个边带携带了基带信号的全部信息单边带信号 单边带调制 SSB信号频谱为 a 滤波法形成SSB信号滤波法形成SSB信号原理如下图所示 b 相移法形成SSB信号设调制信号为 载波信号为 则DSB信号为 上边带信号为 下边带信号为 相移法形成单边带信号SSB信号第一项为同相分量 第二项为正交分量 若调制信号为非周期信号 则通过希尔伯特变换实现SSB信号的产生 4残留边带调制 VSB 原理 介于SSB与DSB之间的一种折衷方式它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点 又解决了SSB信号实现的困难 不像SSB那样完全抑制DSB信号的一个边带 而是使其残留一小部分 滤波法产生残留边带信号 残留上边带信号 残留下边带信号 6 线性调制信号解调的一般模型 1 相干解调适用所有的线性调制信号必须使用相干载波 线性调制相干解调的一般模型 已调信号和相干载波相乘 经过低通滤波器 2 非相干解调常规调幅信号使用包络检波包络携带原调制信号信息包络检波简单有效 不必要用相干解调其他线性调制信号无载波分量 包络不能体现调制信号信息不能采用一般的包络检波方法解决办法 3 插入大载波的包络检波其中当时 有则检波输出为 载波和线性调制信号的关系 AM 有载波 效率低 包络检波DSB 无载波 效率高 相干解调SSB 无载波 效率高 相干解调VSB 无载波 效率高 相干解调插入载波 效率低 包络检波 解调方式 相干解调和非相干解调 2 2线性调制系统的抗噪声性能 高斯白噪声通过BPF后 输出为高斯窄带噪声 即 其中 选出有用信号滤除带外噪声 由随机过程理论可知 设高斯白噪声双边功率谱密度为 BPF特性理想 单边带宽为B 则有 定义解调器输出信噪比 SNR 为 解调器输入噪声的平均功率 对于不同调制方式 定义信噪比增益如下 上式中 分母为输入信噪比 其定义为 在相同的输入功率条件下 不同系统的信噪比增益不同 系统的抗噪声性能不同 信噪比增益愈高 则解调器的抗噪声性能愈好 a DSB调制相干解调由于所以有 经低通后输出 输出信号功率为 输出噪声功率为 输出信噪比为 输入已调信号功率为 输入噪声功率为 输入信噪比为 所以 信噪比增益为 B 已调信号的单边带宽W 基带信号带宽 B 2W 物理意义分析 DSB调制系统的信噪比增益为2 DSB信号的解调器使信噪比改善一倍 原因 采用相干解调 使输入噪声中的正交分量被消除的缘故 b SSB调制相干解调由于所以有经低通后输出为 带通滤波器中心频率 基带信号带宽 输出信号功率为 输出噪声功率为 输出信噪比为 输入信号功率为 输入噪声功率为 信噪比增益为 物理意义分析 GSSB 1 解调对信噪比没有改善 因为在SSB系统中 信号和噪声有相同表示形式 所以相干解调过程中 信号和噪声中的正交分量均被抑制掉 故信噪比没有改善 讨论 如果进行横向比较 GDSB 2 GSSB 1 这能否说明DSB系统的抗噪声性能比SSB系统好呢 答案是否定的 c 常规调幅包络检波的抗噪声性能下图为常规调幅包络检波一般模型 输入信号为 输入信号功率为 由于输入噪声信号为 所以输入噪声功率为 因此 输入信噪比为 合成矢量形式 其中 信号与噪声非线性混合 不能完全分开 分情况讨论 解调器的输入是混合信号 即输入信号的幅度远大于噪声幅度 有 此时所以输出有用信号功率为 输出噪声功率为 1 大信噪比情况 输出信噪比为 由前面的结果 输入信噪比为 信噪比增益为 由于所以 总是小于1 当则又因为调幅指数所以因为 所以 讨论 AM信号的信噪比增益GAM随A0的减小而增加 GAM总是小于1 这说明包络检波器对输入信噪比没有改善 而是恶化了 可以证明 采用相干解调法解调AM信号时 得到的信噪比增益与上式给出的结果相同 对于AM调制系统 在大信噪比时 采用包络检波器解调时的性能与相干解调时的性能几乎一样 即噪声幅度远大于信号幅度 信号与噪声无法分开 无法通过包络检波器恢复出原来的调制信号 小信噪比时 一般取 为简化计算 取 得到 2 小信噪比情况 大信噪比情况 小信噪比情况 上式的dB形式为 门限效应输出信噪比不是按比例地随着输入信噪比下降 而是急剧恶化 通常把这种现象称为解调器的门限效应 开始出现门限效应的输入信噪比称为门限值 例5 1对单频调制的常规调幅信号进行包络检波 设每个边带的功率为10mW 载波功率为100mW 接收机带通滤波器的带宽为10kHz 信道噪声单边功率谱密度为5 10 9W Hz 1 求解调输出信噪比 2 如果改为DSB 其性能优于常规调幅多少分贝 解 1 已知常规调幅信号的带宽为 其调制效率和解调信噪比增益分别为 输入SNR为输出SNR为 2 改为DSB时 信号功率相同 而由于带宽不变 所以 输入噪声功率也不变 所以输入SNR亦为 而输出SNR为 所以所求为 例5 2对双边带信号和单边带进行相干解调 接收信号功率为2mW 噪声双边功率谱密度为 调制信号是最高频率为4kHz的低通信号 1 比较解调器输入信噪比 2 比较解调器输出信噪比 解 SSB信号的输入信噪比和输出信噪比分别为 DSB信号的输入信噪比和输出信噪比分别为 输入信噪比的比较为输出信噪比的比较为计算结果说明两种信号的抗噪声性能一致 1 两者的抗噪声性能是相同的 但SSB所需的传输带宽仅是DSB的一半 2 因此SSB得到普遍应用 在短波通信中单边带调制是一种重要的调制方式 进一步讨论 3 非线性调制原理 3 1非线性调制基本概念 频率调制简称调频 FM 相位调制简称调相 PM 这两种调制中 载波的幅度都保持恒定 而频率和相位的变化都表现为载波瞬时相位的变化 角度调制 频率调制和相位调制的总称 已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移 而是频谱的非线性变换 会产生与频谱搬移不同的新的频率成分 故又称为非线性调制 与幅度调制技术相比 角度调制最突出的优势是其较高的抗噪声性能 对任意正弦信号 若有 则称之为调角信号 瞬时相角 瞬时频率 角度调制信号的一般表达式为 其中 A c和 0均为常数 为瞬时相位偏移 为瞬时频率偏移 相位调制 PM 瞬时相位偏移随调制信号作线性变化 式中KPM 调相灵敏度 含义是单位调制信号幅度引起PM信号的相位偏移量 单位是rad V 将上式代入一般表达式 得到PM信号表达式 瞬时相角 瞬时频率 频率调制 FM 瞬时频率偏移随调制信号成比例变化 式中KFM 调频灵敏度 单位是rad s V 瞬时角频率瞬时相位得到FM信号表达式 单频调制的FM与PM设调制信号为单频的余弦波 即用它对载波进行相位调制时 将上式代入得到其中 为调相指数 表示最大的相位偏移 若对载波调频 则有 其中 称为调频指数 为最大角频偏为最大频偏 KFM 调频灵敏度 单位是rad s VKFMAm 最大角频率偏移 单位是rad s 瞬时频率 调相波 调频波 FM与PM之间的关系由于频率和相位之间存在微分与积分的关系 所以FM与PM之间是可以相互转换的 比较下面两式可见如果将调制信号先微分 而后进行调频 则得到的是调相波 这种方式叫间接调相 如果将调制信号先积分 而后进行调相 则得到的是调频波 这种方式叫间接调频 方框图 3 2窄带调频 窄带角调制条件为 满足上述条件 则称之为窄带调频 或调相 记为NBFM 或NBPM 不满足上述条件的 则称之为宽带调频 或调相 记为WBFM 或WBPM 物理意义 角调制信号带宽取决于相位偏移的大小 调频或调相所引起的最大瞬时相位偏移远小于30o 调制后信号带宽变化不大 FM信号为 当满足窄带调制条件时 有 因此 设的频谱为 且均值为0 即则有 NBFM和AM信号频谱的比较相同点 两者都含有载波分量和两个边带 所以它们的带宽相同不同点 NBFM的两个边频分别乘了因式 1 c 和 1 c 由于因式是频率的函数 所以这种加权是频率加权 加权的结果引起调制信号频谱的失真 NBFM的正负频率分量的符号相反 3 3宽带调频 宽带调频 不满足窄带条件的调频 调制信号对载波进行频率调制将产生较大频偏 已调信号在传输时要占用较宽频带 单频信号的宽带调频设则宽带调频信号为 利用三角公式展开 将上式两个因子分别展开成付氏级数 则有 其中 称为第一类n阶贝塞尔函数 它是n和函数 且 利用三角公式和贝塞尔函数的性质 可得调频信号级数展开式 其频谱为 频谱具有非线性的特点有载频 有上下边频 边频幅度为 n为奇数时 上下边频极性相反 当时 只有和有值 其它n值时都接近于零 此时的信号只有载频和上下边频 这就是窄带调频 当时 对应宽带调频 调频信号的带宽 理论上 调频信号的频带宽度为无限宽 实际上 边频幅度随着n的增大而逐渐减小 因此调频信号可近似认为具有有限频谱 调频波的有效带宽为 卡森 Carson 公式 当 有 这就是NBFM的带宽 当 有 WBFM 调频指数与带宽的关系 FM信号的功率分配对于FM信号 已调信号和未调载波信号的功率均为 与调制过程及调频指数无关 设 分别代表载波功率 边频功率和总功率 则有 其中功率分布与有关 而与调制信号的幅度和频率有关 调制信号虽不提供功率 但却控制着功率的分布 即调制后总的功率不变 只是将原来载波功率中的一部分分配给每个边频分量 例5 3当调频指数时 求各次边频的幅度 并画出频谱图 求出载波分量功率和边频分量功率 设未调载波幅度为A 解 由卡森公式可知 取到4次边频即可 查贝塞尔函数表可得 载波分量功率为 4次边频分量的功率和为 总功率为 为未调载波功率的99 4 被忽略的仅占0 6 3 4调频信号的产生与解调 调频信号的产生直接调频法和间接调频法 倍频法 直接调频法 参数变值法 用调制信号直接控制电抗元件的参数 改变输出信号瞬时频率来实现调频 实际中 常采用VCO作为调制器 电抗元件可由变容二极管 电抗管 集成VCO及微波速调管等充当 直接调频法的主要优缺点 优点 容易实现 可以获得较大的频偏缺点 频率稳定度不高改进途径 用自动频率控制系统稳定中心频率采用如锁相环 PLL 调制器 直接调频法分析 间接法调频倍频法 阿姆斯特朗 Armstrong 法 原理 先将调制信号积分 然后对载波进行调相 即可产生一个窄带调频 NBFM 信号再经n次倍频器得到宽带调频 WBFM 信号方框图 典型实例 调频广播发射机载频 f1 200kHz调制信号最高频率fm 15kHz间接法产生的最大频偏 f1 25Hz调频广播要求的最终频偏 f 75kHz 发射载频在88 108MHz频段内 所以需要经过次的倍频 以满足最终频偏 75kHz的要求 倍频器在提高相位偏移的同时 也使载波频率提高了 倍频后新的载波频率 nf1 高达600MHz 不符合fc 88 108MHz的要求 因此需用混频器进行下变频来解决这个问题 阿姆斯特朗 Armstrong 法具体方案 混频取下变频 例5 4用先产生窄带调频信号 再用一级倍频法产生宽带调频信号 调制信号是频率为15kHz的单频余弦信号 窄带调频的载频f1 200kHz 最大频偏 f1 25Hz 若要求最后输出的调频信号的最大频偏 f2 75kHz 载频fc 90MHz 试求倍频器的倍频次数n和变频器参考信号的频率fr 解 窄带调频信号的最大频偏 f1 25Hz 最后输出信号的最大频偏 f2 75kHz 倍频的次数n f2 f1 75 1000 25 3000倍频后的载频f2 nf1 3000 200 103 600 MHz 使用下变频方法将频率降到90MHz 参考信号频率fr f2 f1 600 90 510 MHz 调频信号的解调有相干与非相干解调两种方法 相干解调适合于窄带调频非相干解调既适合于窄带调频 也适合于宽带调频 1 非相干解调 用线性频率 电压转换特性产生AM FM波 再进行包络检波 设输入信号为 则解调器输出应为 使用微分器 输出为 上式即为AM FM信号 调频信号的解调 包络检波后滤除直流 便可得 鉴频特性及其组成如下图所示 2 相干解调 设及 则乘法器的输出为 经低通后输出为 经微分器后输出为 4 调频系统的抗噪声性能 非相干解调是FM系统的主要解调方式 重点讨论FM非相干解调时的抗噪声性能 带通滤波器用于抑制带外噪声 设信道引入的高斯白噪声的单边功率谱密度为no 均值为零 单边功率谱密度为n0的AWGN 消除接收信号在幅度上可能出现的畸变 抑制信号带宽以外的噪声 5 4 1输入信噪比设输入调频信号为故其输入信号功率为输入噪声功率为式中 BFM 调频信号的带宽 即带通滤波器的带宽因此输入信噪比为 5 4 2大信噪比时的解调增益在输入信噪比足够大的条件下 信号和噪声的相互作用可以忽略 这时可以把信号和噪声分开来计算 计算输出信号平均功率输入噪声为0时 解调输出信号为故输出信号平均功率为 计算输出噪声平均功率假设调制信号m t 0 则加到解调器输入端的是未调载波与窄带高斯噪声之和 即式中 包络 相位偏移 在大信噪比时 即A nc t 和A ns t 时 相位偏移可近似为当x 1时 有arctanx x 故由于鉴频器的输出正比于输入的频率偏移 故鉴频器的输出噪声 在假设调制信号为0时 解调结果只有噪声 为式中ns t 是窄带高斯噪声ni t 的正交分量 由于dns t dt实际上就是ns t 通过理想微分电路的输出 故它的功率谱密度应等于ns t 的功率谱密度乘以理想微分电路的功率传输函数 设ns t 的功率谱密度为Pi f n0 理想微分电路的功率传输函数为则鉴频器输出噪声nd t 的功率谱密度为 鉴频器前 后的噪声功率谱密度如下图所示 由图可见 鉴频器输出噪声的功率谱密度已不再是均匀分布 而是与f2成正比 该噪声再经过低通滤波器的滤波 滤除调制信号带宽fm以外的频率分量 故最终解调器输出 LPF输出 的噪声功率 图中阴影部分 为 计算输出信噪比于是 FM非相干解调器输出端的输出信噪比为简明情况考虑m t 为单一频率余弦波时的情况 即这时的调频信号为式中将这些关系代入上面输出信噪比公式 得到 制度增益考虑在宽带调频时 信号带宽为所以 上式还可以写成当mf 1时有近似式 例5 5设调频与常规调幅信号均为单频调制 调频指数为 调幅指数 调制信号频率为 当信道条件相同 接收信号功率相同时比较它们的抗噪声性能 解 调频波的输出信噪比常规调幅波的输出信噪比则两种信号输出信噪比之比为 由给定条件可列出以下表达式 将以上结果代入的表达式 得 分析当信道条件相同 接收信号功率相同时 调频系统输出信噪比是常规调幅系统的4 5mf2倍 与调频指数的平方成正比 结论 在大信噪比情况下 调频系统的抗噪声性能将比调幅系统优越 且其优越程度将随传输带宽的增加而提高 但是 FM系统以带宽换取输出信噪比改善并不是无止境的 随着传输带宽的增加 输入噪声功率增大 在输入信号功率不变的条件下 输入信噪比下降 当输入信噪比降到一定程度时就会出现门限效应 输出信噪比将急剧恶化 例5 6已知调制信号是8MHz的单频余弦信号 若要求输出信噪比为40dB 试比较调制效率为1 3的常规调幅系统和调频指数为5的调频系统的带宽和发射功率 设信道噪声的单边功率谱密度为 信道损耗为60dB 解 调频系统的带宽和信噪比增益分别为 常规调幅系统的带宽和信噪比增益分别为 信道 接收机 sT si so 调频系统的发射功率为 常规调幅系统的发射功率为 5 4 3小信噪比时的门限效应当 Si Ni 低于一定数值时 解调器的输出信噪比 So No 急剧恶化 这种现象称为调频信号解调的门限效应 门限值 出现门限效应时所对应的输入信噪比值称为门限值 记为 Si Ni b 1 门限值与调频指数mf有关 mf越大 门限值越高 不过不同mf时 门限值的变化不大 大约在8 11dB的范围内变化 一般认为门限值为10dB左右 2 在门限值以上时 So No FM与 Si Ni FM呈线性关系 且mf越大 输出信噪比的改善越明显 单音调制时输入输出信噪比的关系 门限效应是FM系统存在的一个实际问题 尤其在采用调频制的远距离通信和卫星通信等领域中 对调频接收机的门限效应十分关注 希望门限点向低输入信噪比方向扩展 降低门限值 也称门限扩展 的方法有很多 例如 可以采用锁相环解调器和负反馈解调器 它
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