2.4GHz的CMOS LNA设计与仿真.doc

毕业设计设计题目 一种用于射频接收机的2.4GHz 低噪声放大器设计 学生姓名 易昕 学 号 20105220 专业班级 微电子10-3班 指导教师 尹勇生 院系名称 电子科学与应用物理学院 2014年06月08日目录中文摘要1英文摘要2第一章 绪论31.1 课题研究背景现状以及意义31.1.1 课题背景31.1.2 CMOS 低噪声放大器研究现状31.1.3 研究意义41.2 论文主要工作及组织结构6第二章 LNA的器件特性和噪声模型72.1 MOSFET器件模型及特性72.2器件噪声82.2.1 热噪声82.2.2 闪烁噪声92.2.3 散粒噪声92.2.4 爆米噪声92.3 MOS器件噪声分析102.3.1 漏极电流噪声102.3.2 栅噪声102.4 二端口网络噪声理论及优化噪声系数的LNA匹配技术11第三章 低噪声放大器的主要技术参数173.1 引言173.2 噪声系数173.3 S参数183.3.1 双端口网络的S参数介绍183.3.2 S参数方程183.4 功率增益203.5 线性度203.6 稳定性指标223.7 功耗22第四章 LNA电路结构的分析和选择234.1 输入端并联电阻的共源放大器234.2 并联-串联放大器254.3 共栅放大器264.4 电感源极负反馈放大器274.4.1 电感源极负反馈放大器的结构274.4.2 增益294.4.3 功率约束噪声优化29第五章 LNA电路设计与仿真325.1 引言325.2 设计指标要求325.3 单端低噪声放大器的设计325.3.1 主体电路设计335.3.2 输入匹配375.3.3 输出匹配395.3.4 偏置电路415.4 仿真结果及分析42第六章 总结与展望46致谢47参考文献48 一种用于射频接受机的2.4GHz低噪声放大器设计摘 要： 人们生产、生活的需要促进了无线通信技术的蓬勃发展，对射频模块的性能要求也越来越高。近年来，深亚微米CMOS工艺的不断进步和射频集成电路对低成本、低功耗、高集成度的追求使得用CMOS工艺设计高性能的射频集成电路成为了研究热点。低噪声放大器（LNA）是射频前端电路的典型模块，它的性能直接决定了接收机的整体性能。作为接收机系统的第一级，LNA 主要是将天线接收到的微弱信号，将其放大供后级模块电路进行信号处理，同时要求引入很小的噪声，其性能的优良对接收机系统起着至关重要的作用。本文研究的是2.4GHz CMOS 低噪声放大器。首先对MOSFET模型和噪声特性进行分析，并给出了阻抗匹配下噪声性能优化的方法；其次，对低噪声放大器的各个指标参数进行了理论推导，并对现有的低噪声放大器的各种拓扑结构进行分析和比较，从中选择了源简并电感负反馈共源共栅结构进行LNA的设计。最后，本文采用TSMC 0.25um RF CMOS 工艺完成了一个2.4GHz的单端电感源极负反馈Cascode LNA 模块的设计，详细地给出了设计步骤，并用ADS进行了仿真。仿真结果为，IIP3=12.905dBm, P-1dB=-21.83dBm，NF=4.07dB，散射参数为：S11=-28.73dB, S22=-22.85dB, S21=21.79dB，功耗为7.6 mW，仿真结果表明，本文设计的LNA性能良好并符合设计要求。关键词：CMOS 低噪声放大器（LNA），噪声系数，电感源极，ADS仿真软件Design of a 2.4GHz CMOS LNA for RFRAbstract：According to the needs of peoples life,the application of wireless communication technique has been flourishing all the time.In recent years, the development of CMOS processing technology and the RFIC requirement of low cost,low power dissipation and high integration has made the research of a high-performance draw much more attention. Low Noise Amplifier (LNA) is a typical part of the RF Front End,its performance determines the whole receivers performance As the first stage of the receiver,LNA must have a low noise figure (NF) and a big gain to amplify the weak signal coming from the antenna.This thesis focuses on the design of 2.4GHz CMOS LNA.First,it analyzes the characteristics and the noise model of MOSFET ,giving the method to optimize the noise performance under impedance matching conditions; Next, the detail indexes of the LNA are explained and all kinds of the LNA topology are compared to discuss their advantages and disadvantages. The input inductive source degenerated Cascode topology is our choice. At last,a 2.4GHz single end input inductive source degenerated Cascode Low Noise Amplifier( LNA) with TSMC 0.25um RF CMOS process is fulfilled and design steps has been given too,using ADS for simulation.The results of simulation are: IIP3=12.905dBm, P-1dB=-21.83dBm,NF=4.07dB,S11=-28.73dB, S22=-22.85dB, S21=21.79dB,Power=7.6 mW, which shows that the LNA design of this paper has good performance and meet the requirement.Keywords：CMOS Low Noise Amplifier , Noise Figure, Inductive Source, ADS Simulation Software第一章 绪论1.1 课题研究背景现状以及意义1.1.1 课题背景在近十年里，通信技术获得了惊人的发展，而无线通信技术是其中发展最为迅速的一个分支。今天，无线通信技术已经广泛应用到人们生活中的各个领域，如：高速语音、数据与图像传输、蜂窝式个人通信与基站、多点多址分布系统、低轨道卫星移动通信、智能交通系统和多媒体移动接入通信系MMACS（Multimedia Mobile Access Communication System）等等。特别是近几年来，高速无线互联网、第三代移动通信（3G）以及利用MPEG标准实现无线视频图像传输的卫星服务等技术的迅猛发展，使得无线通信技术得到了飞速发展。射频前端中低噪声放大器（Low noise amplifier，LNA）模块是射频接收机中的一个重要组成部分，其主要功能是将天线接收到的微弱信号进行放大，同时要求引入的噪声较低，并将信号输出供给后级的混频器处理，如果信号在此级引入较大的噪声或没有将信号放大，那么其后的射频模块将无法对有用信号进行处理。因此，低噪声放大器的性能对整个射频接收机系统，无线局域网WLAN 系统，WCDMA 系统和我国的3G 移动通信系统TD-SCDMA 系统的性能都有着重要的影晌。并且，随着RF CMOS 工艺性能的提高，用RF CMOS 工艺实现无线通信射频接收机系统中的射频前端低噪声放大器不仅必要而且可能。1.1.2 CMOS 低噪声放大器研究现状长期以来，射频集成电路实现工艺是以GaAs、硅双极Bipolar/SiGe BiCMOS工艺为主的。主要是由于GaAs 具有较好的高频特性，高隔离度和较低的损耗；硅双极Bipolar 具有速度和精度上的优势；SiGe BiCMOS具有高的截止频率1。这些工艺的特点是成本太高和功耗较大。CMOS 工艺与这些工艺相比，尽管有着噪声稍大和高频性能略差的劣势，但是它独有的低成本、低功耗和易于进行超大规模集成电路设计等优点，很快成为射频集成电路设计的主流工艺2。并且随着对CMOS 工艺研究的不断深入和芯片制造技艺的逐渐提高，CMOS 传统的频率和噪声特性的劣势也逐渐得到改善3。故CMOS 射频集成电路成为当前的研究热点。国内的射频电路研究主要是基于GaAs 或SiGe 工艺，采用CMOS 工艺实现射频集成电路RFIC的研究工作只是在近些年才在部分高校、研究所和公司中开展开来。其中较为有名的研究单位有东南大学射频与光电集成电路研究所、复旦大学微电子学系、重庆西南集成电路设计中心、上海鼎芯半导体、西安电子科技大学微电子研究所和西安华讯等。国内集成电路发展的需要，促进了国家对IC 行业加大扶持力度，现国内已建立了一条完整的工艺生产线，如上海的中芯国际SMIC 0.18um工艺线已经投入生产。值得一提的是我国台湾在CMOS RFIC 研发和生产制造能力在国际上已经具有了很强的竞争力。台积电(TSMC)，台联电(UMC)等芯片加工厂都有完整和先进的工艺流水线。国外学者也对低噪声放大器作了广泛而深入的研究，尽管取得了不小的成果，但LNA的设计中仍存在许多需要研究和解决的难题4，如功耗问题低噪声则要求工作电流较大，故功耗较大；短沟道效应使设计复杂化。美国学者Derek K.Shaeffer 和Thomas H.Lee5 对深亚微米下的LNA 的噪声性能作了详细研究，提出了功耗约束下的噪声优化方法，现被许多的研究者6 7所采用。除此之外还有等高线法即功耗约束下噪声和功率同时匹配方法也被大部分学者所采用89。在文献1011中使用两路不同偏置的差分跨导，将非线性项抵消来提高线性度。同时还有用到亚阈值区MOSFET 补偿的技术12，即利用亚阈值区器件的三阶跨导与强反型器件的三阶跨导相抵消从而提高LNA 的线性度。在选取CMOS工艺时， MOS管器件的高精度建模问题和高性能高品质片上电感的实现问题依然是需要不断研究的课题5。世界主要射频集成电路设计企业对CMOS工艺的电路设计和制造进行了深入的研究，各种相关的科技论文不断涌现，使CMOS射频集成电路的性能不断得到改善和提高13。1.1.3 研究意义对于无线移动通信机，如果按照电路结构来划分，可分为如图1.1 所示的射频级和基带级两大部分。基带级处理基带信号，射频级处理射频信号。图1.1 接收发送器的射频级和基带级进一步将上图细化成典型的模拟通信的收、发射机或者数字通信的收、发射机（如图1.2 和图1.3 所示）。图1.2 模拟射频系统电路方框图图1.3 数字系统电路方框图对于图1.2 和图1.3 的模拟或数字通信系统，位于接收机前端和天线之后的低噪声放大器，顾名思义，要求尽可能的低噪声，并且在降频转换之前对收到的初级信号（通常是微伏级别幅度）进行放大，增加初级信号的强度。由于微波系统的噪声系数基本上取决于前级放大器的噪声系数，所以它的噪声特性将大大影响整个系统的噪声性能。同时，它的增益将决定对后级电路的噪声抑制程度，它的线性度将对整个系统的线性度和共模噪声抑制比产生重要影响，而且它是接受机的主要耗能部件。因此，研制出性能优良的微波低噪声放大器具有重要意义。1.2 论文主要工作及组织结构论文主要是对射频接收机系统中的第一级模块-低噪声放大器（LNA）进行了大量的研究与分析。其中主要内容如下：（1） 对CMOS 器件模型和噪声特性进行了分析，同时还对二端口网络的噪声理论以及优化噪声系数的LNA匹配技术进行了详细的研究和推导。（2） 介绍了低噪声放大器的主要性能指标，包括噪声系数、S参数、增益、功耗、线性度等。（3） 针对现主流的低噪声放大器的各种拓扑结构，进行了重要参数的理论分析、推导和对比，之后选择源简并电感型Cascode共源放大器完成设计和仿真。达到了预期的性能指标。本论文主要围绕上述完成的工作进行讲述，具体安排如下：第一章主要对课题研究背景、研究现状、研究意义和本论文完成的主要工作做一些简单的介绍。第二章主要研究和分析了CMOS 器件模型、噪声特性以及二端口网络的噪声理论。第三章介绍了低噪声放大器的主要性能指标。第四章介绍了低噪声放大器的各种拓扑结构并进行了对比研究，确定采用源简并电感型Cascode共源进行放大器的设计并对其噪声性能做了重要推导。第五章详细介绍了低噪声放大器的分析设计和仿真。第六章，总结和展望，对本课题的研究进行总结，并给出提高系统性能的意见。可见其中仍存在很多的问题值得探索研究，且该领域还有很大的发展前景。第二章 LNA的器件特性和噪声模型2.1 MOSFET器件模型及特性MOS 模型25从只适用于长沟道器件模型发展到由短沟/窄沟等小尺寸引起的高阶效应的SPICE Level 3 模型。当前产业界用的最多的MOS 器件模型为UC Berkelye 开发的BSIM 模型，因获得绝大多数的商用电路模拟器的支持而被广泛应用。MOSFET 等效模型电路如图2.1所示，图中Cgs 、Cgd 分别表示源端，漏端的交迭电容；RG、Rs、RD分别表示栅极、源极和漏极的寄生串联电阻；DSB,DDB 分别为源极和漏极PN 结二极管；另外图中还包含了一个衬底电阻网络，用来等效衬底藕合对晶体管特性的影响。图2.1 MOS 管的等效模型电路在文献14中有所论述，这里四个端口的电阻元件是值得关注的。栅电极分布电阻：在射频集成电路中，晶体管的沟道宽度W一般比沟道长度L大得多，整个晶体管可以看成是由无数个小尺寸的元器件阵列沿着栅极分布。当在栅极的某一点加上电压时，该信号开始对每一个小尺寸晶体管的栅电容进行充电。分布的栅电阻和栅电容组成的RC 阵列对信号产生延迟作用，根据小尺寸晶体管位置与信号电压位置的不同，各个晶体管产生的延迟皆不相同15。源端和漏端串联电阻：源端和漏端串联电阻Rs,在BSIM3v3 模型中也有包含，然而它们只是在计算直流I-V 特性时才会考虑，对交流仿真来说这两个电阻是被忽略的。射频应用中Rs、RD 引入的高频极点将不可忽略，所以精确的RFMOS模型必须将这两个串联电阻包括在交流小信号模型中。衬底电阻网络：衬底电阻网络是MOS模型一个重要特征，它会使输出阻抗的实部随频率的增加而逐渐下降，这对射频电路性能有很大的影响，比如电压、功率放大倍数降低或者输出匹配产生变化等等16。所以衬底电阻网络对MOS模型的精确性十分重要。2.2器件噪声当接收机从天线接收到非常微弱的信号时，只有通过对信号进行低噪声放大后，才能进一步对信号进行处理，起到这个功能的就是低噪声放大器17。低噪声放大器的噪声性能是我们关心的重点，因此本节主要分析器件中的各类噪声。它包括：热噪声、散粒噪声、闪烁噪声和爆米噪声，用噪声功率谱密度来衡量。2.2.1 热噪声热噪声（Thermal Noise）的本质是布朗运动的结果：在导体中热激励的电荷载体构成了随机变化的电流，它引起了随机的电压，因此这类热噪声与绝对温度有关。用统计的方法表示这类噪声的特性，一个称为“有效噪声功率”（Available noise power）的量由下式给出： （2-1）式中，k是玻尔兹曼常数（大约为1.38*10-23J/K），T是绝对温度用K表示，而f 是测量范围内的噪声带宽，用赫兹来表示。从上式可以看出总的热噪声功率谱密度与温度和测量带宽有关，与频率无关。因此，在1MHz到2MHz之间的热噪声功率与在1GHz在到1.001GHz之间的热噪声功率是相同的。由于这种特性，热噪声常常类比于白光而被描述为“白噪声”18。噪声带宽定义为所需求的电路网络增益G(f)对全部频率的积分，并用最大增益Gmax归一化： （2-2）在CMOS 集成电路器件中，电阻和MOS 管都存在热噪声。2.2.2 闪烁噪声闪烁噪声也称为1/f噪声，常常出现在有源器件中。这种噪声的特点是谱密度没有限制地随频率的增加而减小19。通常利用电荷捕获现象来解释在MOS管中的1/f噪声。由于MOS管栅氧化层与硅衬底界面处是硅单晶的边界，因而出现许多“悬挂”键，产生额外的能态。当电荷载流子运动到这个界面时，一些载流子将被随机俘获，随后又被这些能态释放，使得漏电流中产生“闪烁”噪声。 与热噪声不同的是，闪烁噪声的平均功率不容易预测。对于MOS管来说，闪烁噪声和硅晶体的表面清洁度、晶格缺陷密度、器件的尺寸以及器件中的电流大小有关。其电流均方值为： （2-3）其中I是流过器件的直流电流, f是器件的工作频率，a是介于O52的常数，b是约等于l的常数，K是和与具体器件物理有关的常数，因器件而异。2.2.3 散粒噪声散粒噪声（Shot Noise）是另一种白噪声，它的产生原因是由于电子电荷的粒子性。当电荷流过势垒时，导体将不再处于热平衡状态，此时就会导致散粒噪声的产生，通常出现在二极管、MOS管和双极性晶体管中。散粒噪声电流取决于电子电荷，总的DC电流以及带宽，均方值为： （2-4）式中，是噪声电流均方值，q是电子电荷（约1.6*10-19C），IDC是DC电流，单位为安培，而f仍然是噪声带宽，单位为赫兹。2.2.4 爆米噪声爆米噪声（Popcorn Noise)本质上是一种产生复合噪声，它的重复频率在音频附近，典型的表现形式为不等长、但等高的随机脉冲，也叫做脉冲噪声。其均方值为： （2-5）其中，I是流过器件的直流电流，f是器件的工作频率，f0是和产生噪声有关的特定频率，K2是和器件物理参数有关的常数，c是介于O52的常数。2.3 MOS器件噪声分析2.3.1 漏极电流噪声 由于MOSFET在本质上是电压控制的电阻，所以同样具有热噪声。特别是在三极管（线性）区，漏源沟道可以用一个线性电阻表示，因此其噪声是与电阻值相应的。MOS管的噪声主要是由沟道电流形成的沟道热噪声。可表示为： （2-6）其中gd0为漏源电压VDS为零时的漏源跨导，为沟道热噪声系数，当VDS=0时=l。对饱和长沟道器件，gd0=gm，=23；而在亚微米器件中，gd0/gm1, 1。其电路模型如下图所示：图2.2漏极电流噪声模型2.3.2 栅噪声除了漏极电流噪声以外，沟道电荷的热激励还有另外一个重要的结果栅噪声。波动的沟道电势通过电容耦合到栅端，引起栅噪声电流。尽管这一噪声在低频时可忽略，但在射频时却占主要地位。Van der Ziel证明了栅噪声可以表示成： (2-7)式中，参数gg为： (2-8)VanderZiel给出了长沟道器件中栅噪声系数的值约为4/3(为的两倍)。由公式（2-7）和公式（2-8）直接得出的栅噪声电路模型为：图2.3 MOSFET栅极噪声模型另一种形式的栅噪声模型：图2.4 另一种形式的栅噪声模型：2.4 二端口网络噪声理论及优化噪声系数的LNA匹配技术为了分析电路噪声的影响，必须建立一个噪声电路模型无噪声的电路加上外部噪声源。对于一个带有内部噪声源的双端口网络(图2.5(a)，这些噪声源的作用可以通过分别串联在输入输出端的外部噪声电压源Vn1和Vn2来表示(图2.5(b)。 （2-9） （2-10）方程（2-9）和（2-10）表明，Vn1和Vn2的大小取决于噪声双端口网络的开路测量值。当输入和输出端开路时(I1 = I2 = 0)，它们遵循方程（2-11）和（2-12)： （2-11） （2-12） 图2.5(a)带有内部噪声源的无噪声双端口网络图2.5(b)加外部电压噪声源的无噪声双端口网络另一种表示噪声双端口网络的模型如图2.6所示，外部噪声源是电流噪声In1和In2。方程(2-13)和(2-14)表述噪声分离的双端口网络： （2-13） （2-14） 图2.6加外部电流噪声源的无噪声双端口网络图2.6中，In1和In2的大小取决于噪声双端口网络的短路测量值，如下所示： （2-15） （2-16） 除了图2.5和2.6所示这些方法外，一个便于噪声分析的表示方法是将噪声源放在网络输入端(图2.7)。 图2.7 输入端加外部噪声源Vn和In的无噪声双端口网络。由ABCD参数表述图2.7中噪声分离的双端口网络，如方程（2-17）和（2-18）所示： （2-17） （2-18） 图2.7中的噪声源Vn和In与图1b中的噪声源Vn1和Vn2之间的关系推导如下。采用Z参数表述图2.7中噪声分离的双端口网络： （2-19） 将方程（2-9）和（2-10）与方程（2-19）和（2-20）相比较，得出： （2-21） （2-22） 由此，求解方程组(2-21)和(2-22)，得出Vn和In： （2-23） （2-24）连接在噪声双端口网络(图2.8) 的信号源采用电流源加导纳Ys表示。假设来自信号源的噪声与来自双端口网络的噪声不相关。这样，噪声功率正比于噪声分离放大器输入端的短路电流的均方值(表示为/ISC)；单独来自信号源的噪声功率正比于信号源电流的均方值(/IS)。由此，噪声系数F由下式决定： （2-25） 图2.8 放大器的噪声模型 由于，根据方程（2-26）可得出Iac均方值： （2-26）由于信号源噪声和双端口网络噪声是不相关的： （2-27） 则方程（2-26）简化为： （2-28）将方程（2-26）代入方程（2-25），得出： （2-29）由于外部源Vn和In之间存在一些关联性，所以In可以表示为两项之和：一个与Vn无关(Inu)，另一个与Vn相关(ISC)。即： （2-30） 更进一步，通过相关导纳Yc可以定义Inc和Vn之间的关系如下： （2-31） Yc不是电路中真正的导纳，它由方程（2-31）定义，从方程（2-30）可知： （2-32） 方程（2-32）乘以Vn*，取平均值，且注意到： 或 （2-33）将方程（2-32）代入方程（2-29），得出F的下列表达式： （2-34） 信号源产生的噪声与信号源电导关系如下： （2-35） 这里，Gs = ReYs。噪声电压可以采用等效噪声电阻Rn来表示： （2-36） 而不相关的噪声电流可以采用等效噪声电导Gu来表示： （2-37） 将方程（2-35）、（2-36）和（2-37）代入方程（2-34），并且设： （2-38） （2-39） 得出： （2-40）通过正确选择Ys，能够尽可能地减小噪声系数。从方程（2-40）可知，为了减小F可以选择： （2-41） 因此，从方程（2-40）得出： （2-42） 方程（2-40）中的表达式对于Gs的依赖，能够通过以下条件尽可能地减小： （2-43） （2-44） （2-45）方程（2-45）和（2-41）中Gs和Bs的大小决定源导纳，此时产生最小(优化)的噪声系数。源导纳的最优值通常表示为Yopt = Gopt + jBopt，即： （2-46）从方程（2-42）可得，最小噪声系数Fmin等于： （2-47）从方程（2-45）解出Gu/Gopt，并将其代入方程（2-47），得出： （2-48） 利用方程（2-48），方程（2-40）可以表示为： （2-49） 从方程（2-45）解出Gu，并代入方程（2-49），F表达式可以简化为： （2-50） 由（2-50）式可知，噪声因子与四个等效的二端口网络的噪声参数Rn、GU 、GC和BC 有关。F依赖于Yopt = Gopt + jBopt和Fmin。当这些数值指定后，噪声系数F的大小将由源导纳Ys决定。该方程也可以表示为： （2-51） 这里， ys = YsZ0是归一化源导纳： （2-52）yopt是最优源导纳的归一化值： （2-53） 导纳ys和yopt可以采用反射系数来表示： 即 （2-54）即 （2-55） （2-56） 第三章 低噪声放大器的主要技术参数3.1 引言低噪声放大器是是射频接收机前端的关键部分，它的主要作用有四个20：首先，作为接收机的第一级，低噪声放大器应具有比较的的噪声系数；其次，低噪声放大器要有比较大的增益以抑制后级电路的噪声对系统的影响，但也不能过大，否则会使后级的混频器过载；第三，低噪声放大器的输入端必须和前一级电路实现很好的匹配，以达到最小的噪声系数或功率的最大传输；第四，低噪声放大器要有足够大的线性度，以抑止干扰和防止灵敏度下降。低噪声放大器的主要性能指标有21：噪声系数（NF）、输入/输出匹配(S11/S21)、增益（S21）、输入三阶交调点（IIP3）等。一般来说，LNA设计中最为关键的指标是噪声系数，其次是增益，功耗和线性度。这些指标都是相互关联甚至互相矛盾的，它们不仅取决于电路的结构，还取决于集成电路的工艺技术，在实际设计过程中要进行折中考虑，才能实现设计要求。3.2 噪声系数噪声系数NF(Noise Figure)和噪声因子F(Noise Factor)是通信系统中衡量电子电路系统噪声性能的一个重要参数。噪声因子的定义如下： (3-1)噪声因子的对数形式称为噪声系数NF,记为： (3-2)第二章中我们已经推导出单级放大器的噪声因子计算公式为： (3-3)其中，Fmin为最小噪声因子，由晶体管自身决定，opt、s分别为获得Fmin时的最佳源反射系数和MOS管输入端的源反射系数，rn为MOS管等效噪声电阻。对于一个N级放大器，其噪声因子的计算公式为： (3-4)Fn为第n级放大器的噪声因子，Gn为第n级放大器的增益。可以看到，若第一级的增益G1很大，则F基本上是由F1来决定的，F2以后的噪声因子可忽略。由此可见，第一级放大器的噪声性能起着决定性的作用。LNA的噪声系数自然是越低越好，一般应小于6dB。对共栅型CMOS LNA来说，理论上最小的噪声系数为2.2dB。3.3 S参数3.3.1 双端口网络的S参数介绍一个系统可以用许多方式来表征。在较低频率时，最常用的表征方法是采用阻抗参数Z或者导纳参数Y，或者这两者的混合。然而在高频时，我们通常用S参数来描述线性网络的特性。S参数也称散射参数，即将事物分散为不同的分量，散射参数用来描述其分散的程度和分量的大小8。S参数有两个分量：入射波和反射波，因此S参数是描述入射波和反射波之间关系的参数。3.3.2 S参数方程低噪声放大器是一个双端口网络，它的两个端口分别接信号源和负载。我们用4个S参数来描述入射波和反射波之间的关系，即输入端口反射系数S11，输出端口反射系数S22，输入端口向输出端口的正向传输系数S21以及输出端口向输入端口的反向传输系数S1222，如下图所示： 图3.1 二端口网络S参数其中，U1i为输入端入射电压，U1r为输入端反射电压，U2i为输出端入射电压，U1i为输出端反射电压，S参数定义为23： ，当输出端匹配时，输入端的反射系数； (3-5) ，当输出端匹配时，输入端向输出端的正向传输系数； (3-6) ，当输入端匹配时，输出端向输入端的反向传输系数； (3-7) ，当输入端匹配时，输出端的反射系数； (3-8)放大器的S参数方程为： (3-9) (3-10)从上式可以看出，当U2i=0和U1i=0时，端口2和端口1都没有反射波，这就意味着这时两端的传输线都达到了匹配。因此，对于LNA来说，S11、S22分别代表其输入、输出反射系数24，即： (3-11) ， (3-12)实际中，输入输出阻抗匹配就是通过S11，S22参数来表示的。大多数应用都要求低噪声放大器具有50的输入阻抗，从而使得低噪声放大器的输入可以直接作为片外射频滤波器的终端负载。这是低噪声放大器的设计必须满足的一个性能指标。一般要求S11，S22在-10dB以下，此时认为基本达到了匹配要求。低噪声放大器的增益可以用S参数来表示，由定义知25： (3-13)用信号源电压UG1和信号源内阻Z0上的电压降之差UG1-Z0Z1替换U1得25： (3-14)同理可得： (3-15)由式（3-14）知，S21表示二端口网络的正向电压增益，其平方值称为正向功率增益。LNA的增益必须足够大。这是因为射频接收机的接收信号一般都是衰减了很大(-140dBm-40dBm)或(O03V3mV)的信号，如果放大增益不够大，那么后端的处理会很困难。其次，LNA还要保证其放大增益不超过后端器件的线性范围。一般来说，LNA的放大增益在1022dB之间。由（3-15）知，S12表示反向电压增益，表征放大器的反向隔离度，其平方值称为反向功率增益，一般情况下值越小越好。3.4 功率增益增益是低噪声放大器的另一个重要的指标参数，放大器的功率增益有很多种，如资用功率增益、工作功率增益、转换功率增益等。功率增益的定义为输出功率和输入功率的比值，一般用dB值来表示。 (3-16)对于低噪放，增益要适中，过大的增益会使接收系统下一级模块的输入过大而产生失真，而为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。在实际的设计中，一般取值在15dB20dB较为合适。3.5 线性度线性度是衡量射频电路性能的另一个重要的参数，因为一个低噪声放大器除了在放大信号的同时尽可能不增添更多的噪声之外，还必须保证信号能够不失真地传输。在工程应用中，一般用ldB压缩点PIdB（1dB Compression point）和三阶交调点IIP3（Third order intercept point）来描述射频电路的线性度。当输入信号为，输出信号为： (3-17)上式中除了基波的线性项外其余的都是我们不希望出现的非线性项。三阶交调点就是用来测量系统的三阶非线性性能。它定义为输出信号中三阶交调项等于基波项时对应的输入信号功率26。将输出电压幅值的平方除以输入电阻的两倍就得到: (3-18)如下图所示：图3.2三阶交调点输入ldB压缩点是衡量线性度性能的另一个参数，是当输入信号超过一定值时，器件达到饱和，增益不再和输入信号呈线性关系。1dB 压缩点是基波项小信号增益相对于线性放大时的增益下降1dB 时对应的而输入信号功率，它可以表示为： (3-19)如图33所示: 图3.3输入 ldB压缩点为了确保低噪声放大器处理强信号时具有足够高的线性度，设计电路时应将输入ldB压缩点定为比射频系统的最大输入信号功率高34dB。3.6 稳定性指标对于低噪声放大器，首先要保证它能稳定地工作，不产生自激振荡，其次才是达到指标，所以稳定性对射频电路来说非常重要。从反射系数的角度考虑，只有当反射系数的模小于1时，系统才是稳定的，即8: （3-20） （3-21） (3-22)(3-23)其中 （3-24）由上式，可得绝对稳定的充要条件为： 且 （3-25）其中k为稳定性因子（Rollet因子）。一帮情况下，匹配良好的LNA会比较稳定。3.7 功耗功耗是指低噪声放大器在工作中消耗的功率，它与供电电压和供电电流的大小紧密相关。在现代无线通讯中，对低功耗的要求越来越强烈，因此不管是在整体的系统级设计还在具体的模块及电路设计我们都应使功耗尽量最小。一般要求LNA的功耗控制在20mW以下，供电电压控制在3V以下。第四章 LNA电路结构的分析和选择国内外研究LNA的拓扑结构主要有四种，分别是：具有并联输入电阻的共源放大器、并联串联放大器、共栅放大器、和电感负反馈的共源放大器27。那么究竟哪种电路可以提供较小的功耗？哪种具备低噪声的优势？哪种的结构比较简单易用？为了弄清楚这些问题，必须对这四种结构的电路构成和噪声性能进行深入的研究28。4.1 输入端并联电阻的共源放大器MOS 管共源放大器具有电压增益大和输入电阻输入电容较高的特点（MOSFET的输入阻抗从本质上来讲是电容性的），在共源放大器的输入端并联一个到地的50电阻即可以简单的实现射频系统的阻抗匹配，电路结构图如下：图 4.1 输入端并联电阻共源放大器结构跨接的到地电阻RP的作用是提供输入阻抗匹配。不考虑MOS管栅源电容Cgs的影响，则图4.1 电路的输入阻抗可表示为： （4-1）由阻抗匹配知， ，Zin可近似为50。电压增益可表示为： （4-2） 上式in为输入节点引入的主极点： （4-3）由式（4.2）可知，输入端并联电阻的共源放大器的增益下降为普通共源放大器的一半，而且，遗憾的是，电阻RP会附加上它自己的热噪声并且使MOSFET前的信号衰减（衰减因子为2）。这两种效应结合在一起一般会产生不可接受的高噪声系数。例如，一个800MHz CMOS放大器的噪声系数超过了11dB。 比较正式的给出这个电路的噪声系数的推导： 如果仅考虑低频时MOS管的沟道噪声，则该LNA电路结构的总输出噪声功率可表示为： （4-4）信号源内阻所引入的输出噪声功率为： （4-5）则该电路的噪声系数为： （4-6）给出它的下限： （4-7） 这一下限只在低频极限时成立并且完全忽略了栅电流噪声1。自然， 在较高频