第九章 振幅调制与解调(高频电子技术).doc

第九章 振幅调制与解调高频电子技术第九章 振幅调制与解调9.1 概述调制：在发送端将信号附加在高频振荡上，再由天线发射出去。其中的高频振荡波作为携带信号的运载工具，叫做载波。解调：把载波所携带的信号取出来，得到原有的信息。也叫检波。为什么不把信号直接发送出去呢：(1)发射低频信号，则天线的尺寸必须很大，频率越低，需要的天线的尺寸越大。(2)为了提高效率，减少干扰，发射和接收端都必须采用天线和谐振回路，但原始语音、图像等信号频率变化范围很大，因此天线和谐振回路必须在宽频率范围内工作，实现困难。(3)直接发射音频信号，发射机都工作于同一频率，所有信号都工作于同一频率，无法区分。调制方式：1.连续波调制调幅：载波的振幅随调制信号的变化规律而变化。调频、调相2.脉冲波调制数字调制调幅方法：1.低电平调幅：调制过程在低电平级进行，调制功率较小。(1)平方律调幅：利用非线性器件伏安特性曲线的平方律部分进行调幅（类似变频）。(2)斩波调幅：将信号按载波频率斩波，然后通过中心频率等于载波频率的带通滤波器滤波，取出调幅成分。2.高电平调幅：调制过程在高电平级进行，调制功率较大，通常在丙类放大器中完成调制。(1)集电极调幅(2)基极调幅检波器：从振幅调制信号中还原出原调制信号，也叫包络检波器。实际上就是将高频调幅信号由高频变换到低频，再通过滤波器滤除干扰，取出原调制信号。输入高频等幅波，输出为直流电压；输入高频调幅波，输出为调制信号。图9.1.1(P356)检波器组成：高频信号输入电路；非线性器件（工作于非线性状态的二极管或晶体管）；低通滤波器。检波器分类：所用器件不同：二极管检波器（串联式、并联式）和三极管检波器信号大小不同：小信号检波器和大信号检波器信号特点不同：连续波检波器和脉冲检波器工作特点不同：包络检波器和同步检波器本章重点介绍：连续波串联式二极管大信号包络检波器159.2 调幅波的性质9.2.1 调幅波的数学表达式与频谱图9.2.1(P357)调幅波是载波振幅随调制信号的大小成线性变化的高频振荡，调幅波信号的频率维持不变。1.正弦波调制为分析方便，设调制信号为简谐振荡，即，载波，则已调波振幅应该为（ka为比例系数）已调波则可以表示为：（9.2.3）其中为调幅指数（调幅度），以百分数来表示。将v(t)展开可见，由正弦波调制的调幅波由三个不同频率的正弦波组成：未调幅的载波；载波频率与调制频率之和上边频（高旁频）；载波频率与调制频率之差下边频（低旁频）。图9.2.4（P360）由于ma的值不能大于1，故边频振幅最大值不能超过载波的1/2。ma的值为什么不能大于1？取值从01。当ma=1时，进入调幅的临界状态，此时调制信号幅度的最小值位置将使载波的振幅为0，若ma继续增加，超过1，则会出现严重的失真。图9.2.3（P9.2.3）2.一般信号调制一个单音信号只产生两个边频。但实际上，调制信号是比较复杂的，往往包含许多频率分量（不规则波形的傅里叶变换），因此产生的上下边频也有很多，组成了上、下边频带。设某调制信号：此时根据的展开式可得此时调频信号的每一个频谱分量都可以得到一个上、下边频，如图9.2.5（P361），调制信号的频谱（傅里叶变换得到）为，则调幅波两个边带对载波频率点是左右对称的，分别为和。也就是说，调制信号的频谱被搬移到载波频率附近，称为上、下边带。可见调幅波的信号频带宽度为调制信号频带的2倍。例9.2.1（P361）周期信号的矩形波，其傅里叶展开（频谱）为离散脉冲信号，其傅里叶系数可写为：则矩形脉冲可以写成振幅为的各频率分量的和：（9.2.10）（P362）频率分量出现零点的条件：即第一个零点的位置为（）由于高次谐波的振幅很小，因此只考察第一个零点以前的频率分量（），角频率间隔（频率间隔），则带宽（频率f形式）可见，脉宽越小，所占频带越宽。9.2.2 调幅波的功率关系对，载波功率：上、下边带功率：调幅波平均总输出功率（一周期内）：时，；时，；ma越大，调幅波输出功率越大，故ma越大越好。但实际中，ma却难以保证总是很高，如语音或音乐，声音最强时，ma可达100%，最弱时，可能要小于10%，因此调幅发射机的整机效率很低，这是调幅本身固有的缺点。9.3 平方律调幅9.3.1 工作原理调制必须利用电子器件的非线性特性（二极管、三极管均可）。设二极管的特性为：设输入电压，代入上式得滤波后得与比较可得调幅度：9.3.2 平衡调幅器图9.3.2（P366）平衡调幅器设特性曲线的平方律公式：（）（）输出电压：可见，输出是载波被抑制的双边带，而分量可利用滤波器滤掉。9.4 斩波调幅9.4.1 工作原理斩波调幅：将信号通过一个载波频率控制的开关电路（斩波电路），使输出波形被斩成周期为的脉冲，其中包含及各种谐波分量，最后通过中心频率为的带通滤波器，取出所需的调幅波输出。图9.4.2（P367）(a)图为信号，(b)图为开关函数（振幅1，周期的矩形脉冲）(c)图为相乘后的斩波电压傅里叶展开：则，代入上式可知，包含等分量，此时用中心频率为的带通滤波器可将分量取出，即输出电压为载波被抑制的双边带输出（图(d)）。实际中常用对称的开关电路实现斩波调幅，图9.4.3（P368）(c)图开关函数（峰-峰值2，周期的矩形脉冲）傅里叶展开：(d)图为相乘后的斩波电压用中心频率为的带通滤波器可将分量取出（图(e)）。9.4.2 实现斩波调幅的两种电路1图9.4.4（P369）二极管电桥斩波调幅器，其中较大，使二极管的通断完全由载波决定。时，四个二极管导通，由于二极管的箝位作用，输出两端电压相等，电位差为零；时，四个二极管截止，相当于中间的回路不存在，输出。开关电路为单开关电路，相当于。2图9.4.5（P369）二极管环形调幅器时，二极管D1、D3导通，D2、D4截止；反之，时，二极管D2、D4导通，D1、D3截止，相当于将输入反向后再接到输出端；故开关电路为对称开关电路，相当于。*注：1为了保证二极管的导通和截止都由载波电压决定，载波的振幅V1m必须足够大，通常比调制信号峰值电压大10倍以上。2二极管调幅电路的优点是稳定、寿命长，缺点是功率小，不适用于大功率。9.5 模拟乘法器调幅当输入v1，v2为小信号时，乘法器输出设载波，信号则模拟乘法器输出为载波被抑制的调幅波。当输入为大信号时，乘法器输出其中，（图9.5.2(P371)）即当v1，v2足够大时，V1 ，V2趋近于定值，模拟乘法器起限幅作用，此时模拟乘法器仍然起两个信号相乘的非线性变换作用，但相当于输出包含较多的谐波分量，可在输出端加入中心频率为的带通滤波器，滤除这些分量。9.6 单边带信号的产生调幅波包含在两个边带内，载波不包含信息，因此可将载波抑制，在抑制一个边带，只让一个边带发送出去。9.6.1 单边带通信的优缺点一、优点：1调幅波的频带宽度为上下边带频宽的和，单边带调制可将频带节约一半，这样同一波段所容纳的频道数可以增加一倍，提高波段的利用率；2单边带能够节省发送功率。选择性衰落：短波传播过程中，不同频率的电磁波产生不同的衰落，因此接收端收到的信号强度不稳定，时强时弱。单边带不含有载波，不会产生由载波衰落造成的影响，因此单边带的选择性衰落现象要轻很多。二、缺点：接收端必须先恢复原来的载波，才能检出原信号，对收发设备的频率稳定度要求高，因此设备复杂，技术要求高。9.6.2 产生单边带的方法如何获得：产生载波被抑制的双边带，然后再除去一个边带。三种方法：滤波器法、相移法、第三种方法修正的移相滤波法一、滤波器法在平衡调幅器后面加上合适的滤波器，把不需要的边带滤除，只让一个边带输出，图9.6.1（P374）。优点：稳定可靠，是目前干线通信所采用的标准形式。缺点：要将载波频率逐步提高到所需的工作频率，因此要经过多次的平衡调幅和滤波，设备复杂昂贵。1为什么载波频率不能第一次取得很高？例如：调制频率（）若载波频率（），因此，和相对载波频率来说距离过近，这对滤波器提出很高的要求，难以实现；载波频率过低则相对距离过远，（低频）滤波器可能带宽不够，引入过多谐波干扰。一般取，这样为了使载波频率达到所需的数值，则需要经过多级平衡调幅和滤波。2多级平衡调幅与滤波原理图9.6.2（P375）滤波器法单边带发射机(1)携带信息的调制信号通过第一级平衡调幅器BM1（第一级载波f1），得到双边带调幅信号;(2)通过第一级滤波器1，滤除一个边带，将单边带作为下一级的输入调制信号；(3) 调制信号（频率）通过第二级平衡调幅器BM2（第二级载波f2），得到双边带调幅信号;(4)初始调制信号（频率F）通过第一级平衡调幅已将频率提升到，与第二级相对更高的载波频率f2相比，的相对距离不会过近，此时通过第二级滤波器2，滤除一个边带，将单边带作为下一级的输入调制信号；(5)以此类推，逐步将载波提高到所需的频率（滤波器选取上、下边带均可）。3实例：图9.6.3（P376）单边带发射机采用三级平衡调幅与滤波电路，可同时调制两路信号。(1)分别取两路信号的上、下边带；(2)将两路单边带信号合成为一路单边带信号（两路信号分处不同的频段，即100kHz两端）；(3)将得到的单边带信号（包含两路不同频段的信号）通过第二级平衡调幅和滤波，得到更高频率的单边带信号；(4)再通过第三级平衡调幅和滤波，得到所需载波频率的单边带信号（仍包含不同频段的两路信号）。二、相移法图9.6.4（P378）相移法单边带调制器采用两个平衡调幅器，其中平衡调幅器B的调制信号和载波都和调幅器A的输入相差90，两个调幅器的输出：合并后输出：其中K为合并网络的电压传输系数，V为平衡调幅器输出电压幅度，与V0和V成正比。优点：由于不使用滤波器，因此能把相距很近的两个边频带分开，不需要多次调制及滤波。缺点：调制信号和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确移相90，实际上很难做到。相移法对移相网络元件数值的准确度要求很高，因此在对不需要的边带应有高度抑制的干线中，相移法反而不如滤波法简单经济。1边带抑止度：输出对不需要边带的抑制程度。以90为准，设载波相移误差为，调制信号相移误差为，则当和等于零时，为理想情况，抑止度为dB，输出完全抑制了不需要的边带；当和增大时，抑止度迅速降低。如：误差为1时，抑止度为40dB；误差为10时，抑止度为21dB。三、第三种方法修正的移相滤波法音频信号（或其他信号）本身占用的频带范围很宽，在这种很宽的频带范围内实现准确的移相90非常困难，因此对携带信息的调制信号（如音频）不进行移相操作，仅对固定频率的载波进行移相90，这样就可以提高移相的精度，同时引入滤波器法中的多级平衡调幅与滤波，这就是修正的移相滤波法。图9.6.5（P379）产生单边带的第三种方法(1)第一级平衡调幅器BM1、BM2的输出（仅对第一级载波1移相）：(2)经过第一级（低通）滤波器，滤除上边带：(3)第二级平衡调幅器BM3、BM4的输出（仅对第二级载波2移相）：(4)合并网络输出：9.8 高电平调幅调制过程在高电平级进行，调制功率较大，通常在丙类放大器中完成调制。9.8.1 集电极调幅用调制信号改变高频功率放大器集电极直流电源电压，实现调幅。图9.8.1（P381）在第6章高频功率放大器6.3.4各极电压对工作状态的影响的分析中，可知当放大器工作于过压状态时，集电极电流基波分量Icm1随集电极电源电压VCC成正比变化（图6.3.8(a)，P222）。因此，如果将调制信号与直流电源VCC串联，则放大器的集电极电源电压等于调制信号与直流电源的和，基极输入信号为幅度不变的载波（过压状态下对电流基波分量Icm1没有影响，图6.3.9(a)，P222），则经过晶体管放大后，集电极回路输出的高频电压振幅，将随调制信号的变化而变化，从而得到调幅波输出。优点：集电极效率高，晶体管利用充分；缺点：已调波边带功率由调制信号提供，因此需要大功率的调制信号源。9.8.2 基极调幅用调制信号改变高频功率放大器基极偏压，实现调幅。图9.8.2（P383）在第6章高频功率放大器6.3.4各极电压对工作状态的影响的分析中，可知当放大器工作于欠压状态时，集电极电流基波分量Icm1随基极信号电压Vbm成正比变化，随基极偏置电压VBB成正比变化（）（图6.3.9(a)，P222）。因此，如果将调制信号与基极偏压VBB串联，放大器基极有效偏压则由调制信号和基极偏压VBB的和组成，此时Vbm不变（载波振幅不变），集电极回路输出的高频电压振幅，将随调制信号和基极偏压VBB的和的变化而变化，从而得到调幅波输出。优点：所需的调制功率很小，有利于发射极的小型化；缺点：集电极效率不高。9.9 包络检波9.9.1 包络检波器的工作原理（连续波串联式二极管大信号包络检波器）图9.9.1（P384）负载电阻R数值较大；负载电容C在高频时阻抗远小于R，视为短路，在低频（调制频率）时阻抗远大于R，视为开路；工作过程：(1)高频已调波信号输入时，电容C对高频短路，因此电压大部分加到二极管D上，在高频信号正半周，二极管导电，对电容充电，充电电流很大（二极管导通时内阻很小），电容电压很短时间就达到高频电压的最大值，这个电压又反向加在二极管上；(2)当高频信号的电压下降，小于电容两端的反向电压时，二极管截止，此时电容通过电阻R放电，且放电很慢（放电时间常数RC远大于高频电压的周期）；(3)当电容上的电压下降不多时，高频已调波信号的第二个正半周电压又超过二极管的反向电压，使二极管导通，此期间又对电容充电，电容器电压迅速接近第二个高频电压的最大值；(4)不断循环下去，在电阻R上就得到输出电压vC的波形。可见，通过适当选择RC和二极管D，使充电时间常数RdC（Rd为二极管导通时的内阻）足够小，即充电很快，而放电时间常数RC足够大，放电很慢，就能使电阻（或电容）两端的输出电压vC的幅度与输入已调波的幅度vi（包络）相当接近。输出电压vC虽然会由于电容的充放电出现锯齿形，但由于正向导电时间很短，放电很慢，因此实际上输出电压vC的起伏很小，可认为与高频已调波的包络基本一致。可见，大信号的检波过程，主要是利用二极管的单向导电特性和检波负载RC的充放电过程。9.9.2 包络检波器的质量指标一、电压传输系数（检波效率）其中流通角，其中R为检波器负载电阻，Rd为检波器内阻。可见，电压传输系数是不随信号电压变化的常数，而取决于检波器内阻与负载电阻的比值，当RRd时，检波器效率，这是包络检波器的主要优点。二、等效输入电阻Rid，其中，Vim为输入高频电压振幅，Iim为输入高频电流的基波振幅。在的情况下，即大信号二极管的输入电阻约等于负载电阻的一半。由于输入电阻较小，因此会影响输入谐振回路的Q值，消耗一些高频功率，这是二极管检波器的主要缺点。三、失真1惰性失真（对角线切割失真）（图9.9.2，P385）时间常数RC过大，会使电容放电缓慢，此时如果高频已调波的下一波峰的幅度很小，无法超过电容放电后的反向电压，则二极管在调幅波当前的正半周无法导通，即此时的输出电压（电容上的电压）大于实际的调幅电压值，只有当调幅波输入电压超过电容上的反向电压后，二极管才能重新导通，由于这个非线性失真是由于电容C的惰性太大引起的，所以叫惰性失真。克服方法：选择合适的时间常数RC。2负峰切割失真（底边切割失真）图9.9.3（P387）考虑耦合电容和低频放大器输入电阻的检波器电路检波器通过容量较大（几微法）的耦合电容CC与输入电阻为ri2的低频放大器相连。（由于检波器的直流负载电阻R与交流负载电阻不相等引起：）在稳定状态下，隔直流电容CC上有一个直流电压VC，大小近