第2章_并-串并联双管正激组合变换器.doc

第2章 并串/并型双管正激组合变换器2.1概述双管正激变换器具有开关管电压应力低、内在抗桥臂直通的能力、可靠性高、电路拓扑简单等优点，是目前国内外工业界在输出中等功率应用场合中首选的电路拓扑之一。但双管正激变换器受变压器磁芯复位的限制，最大输出占空比只能达到0.5，要获得较高的输出电压，必须靠提高变压器的变比，增加了副边二极管电压应力，限制了在输出高压场合的应用。为了保留双管正激变换器的优点，同时克服其缺点，提高等效占空比和输入输出电压增益，减小开关管电流应力和副边二极管电压应力，本章主要研究了三种双管正激组合变换器：一种采用耦合电感的并串型双管正激组合变换器，一种采用耦合电感的并并型双管正激组合变换器，和一种并并/串型双管正激组合变换器。2.2并串型双管正激组合变换器 （a）独立电感输出电容端串联 （b）副边续流二极管串联(c)耦合电感输出电容端串联图2.1 三种并串型双管正激组合变换器两组双管正激变换器的开关管导通相位互差180O，在输入端并联、输出端串联方式构成的并串型双管正激组合变换器有三种，如图2.1（a）2.1(c)所示：分别为采用独立电感在输出电容端串联、副边续流二极管串联和采用耦合电感在输出电容端串联。其中图2.1(a)所示并串型组合变换器中的两组双管正激变换器，在工作上相当于两个独立的变换器，每个变换器输出一半的电压；图2.1（b）所示续流管串联型组合变换器，文献【24】已做讨论。本节主要研究采用耦合电感在输出电容端串联的并串型双管正激组合变换器，并对三种并串型组合变换器的特性作一比较。2.2.1采用耦合电感的并串型双管正激组合变换器为了便于分析图2.1（c）所示的并串型双管正激组合变换器，作如下假定：组合变换器已经达到稳态，耦合电感中两线圈电流工作在连续模式，开关管和二极管均为理想器件，忽略变压器漏感，两耦合线圈自感相等（），两输出滤波容电压相等、均为输出电压的一半。组合变换器一个开关周期大致有六个工作模态，图2.2示出了半个开关周期中三个工作模态等效电路以及两耦合线圈电流波形。 （a） (t0-t1) (b) (t1-t2) (c) (t2-t3) (d)耦合电感电流波形图2.2 组合变换器工作模态等效电路及耦合线圈电流工作模态1（t0-t1）t0时刻之前，变压器T1已经磁复位完毕，T2正在通过原边续流二极管D3和D4磁复位，副边两续流管D6和D8均处于续流状态。t0时刻，开关管Q1和Q2同时开通，在输入和输出电压的共同作用下，耦合线圈L1中的电流线性增大，耦合线圈L2的电流在输出电压的作用下线性减小。由组合变换器电路拓扑图2.1（b），可得本工作模态耦合电感线圈电流关系式 (2.1)式中n为变压器副边与原边匝数之比，为两耦合线圈自感，为互感，其中为耦合电感的耦合系数。由式（2.1）即可解得两耦合线圈电流变化率 （2.2）该工作模态持续到t1时刻，变压器T2磁复位完毕。本工作模态等效电路如图2.2（a）所示。工作模态2（t1-t2）在t1时刻，变压器T2磁复位完毕，原边续流管D3和D4截止，开关管Q1和Q2保持导通，耦合线圈L1和L2中的电流仍以式（2.2）变化。该状态持续到t2时刻，开关管Q1和Q2同时关断为止。该工作模态等效电路如图2.2（b）所示。工作模态3（t2-t3）在t2时刻，开关管Q1和Q2同时关断，变压器T1开始磁复位过程，组合变换器中的两组双管正激变换器都进入续流阶段，L1和L2中的电流在自感、互感及输出电压的共同作用下线性减小 （2.3）由上式即可解得耦合电感两线圈电流变化率为 （2.4）该工作模态持续到t3时刻，开关管Q3和Q4同时开通为止，此时组合变换器进入到下半个开关周期。本工作模态等效电路如图2.2（c）所示。在t3时刻以后，组合变换器进入另外半个开关周期，这半个周期中的三个工作模态等效电路与上半个周期类似，只是两组双管正激变换器的地位进行了交换。耦合线圈电流连续工作方式时，一个开关周期中耦合线圈电流在各工作模态中的变化率如表2.1所示。表2.1 耦合线圈电流在各工作模态中的变化率工作模态1（t0-t1）工作模态2（t1-t2）工作模态3（t2-t3）工作模态4（t3-t4）工作模态5（t4-t5）工作模态6（t5-t6）稳态工作时，耦合电感线圈电流周期性脉动，由图2.2（d）所示的耦合线圈电流波形，得到一个开关周期耦合线圈电流变化关系式为 (2.5)式中D为导通占空比，Ts为开关周期，L为耦合线圈自感，Lm为互感。由上式即可得到耦合线圈电流连续模式工作时组合变换器输入输出电压增益为 (2.6)式中n为变压器副边与原边匝数之比。上式表明：当耦合线圈电流连续模式工作时，并串型组合变换器输出电压仅与导通占空比、变压器变比以及输入电压有关，而与耦合系数及负载等其它因素无关。由图2.2（d）所示耦合线圈电流波形及式（2.6），得到一个开关周期耦合线圈电流变化量为 (2.7)副边二极管D5D8的电流应力 （2.8）原边开关管的电流应力 （2.9）对采用耦合电感的并串型组合变换器进行仿真，主要仿真参数：开关频率50千赫兹，导通占空比0.4，两变压器原副边匝比均为1:1，两耦合线圈自感相等、均为100微亨，输入电压为270伏。负载电阻为10欧姆，耦合系数K分别为0.2、0.5、0.8和1对应的仿真电压和电流波形如图2.3（a）2.3(d)所示。 (a) K=0.2 (b) K=0.5 (c) K=0.8 (d) K=1图2.3 不同耦合系数对应的仿真电压和电流主要仿真参数同前，不同负载、耦合系数对应的仿真结果如表2.2所示。表2.2 不同负载、耦合系数对应的仿真结果耦合系数k负载电阻（欧姆）耦合线圈电流工作模式输出电压（伏）0.210连续2060.2200断续3650.510连续2060.5200断续3920.85连续2000.810断续2300.8200断续42512断续318110断续362130断续3961200断续430仿真表明：随着耦合系数的加大，耦合电感两线圈之间的电流转移加快，当耦合系数增大到某一临界值（但小于1）时，耦合电感线圈电流从原先连续状态转变为断续状态，即组合变换器中的双管正激变换器工作在电流断续方式，彻底消除了副边续流二极管的反向恢复问题；当耦合系数一定（但小于1）、负载电流减小到某一临界值时，耦合电感线圈电流也会转变到断续工作方式；当耦合系数为1时，耦合电感线圈电流始终断续工作，并且当组合变换器中的任一组开关管导通时，副边两续流二极管（D6和D8）均反偏截止；耦合电感线圈电流连续工作时，组合变换器输入输出电压增益关系满足式（2.6）。由于实际的耦合电感往往是两个耦合线圈并绕在同一铁芯上，耦合系数接近于1，并且两耦合线圈的自感一般设计为相等，所以耦合电感实际上就是电压变比为1:1的变压器。分析并串型组合变换器工作原理可知，当耦合系数为1时，一个开关周期副边续流管D6和D8两端的电压波形如图2.4所示。图2.4 耦合系数为1时副边续流管电压波形由图2.4可知，一个开关周期续流二极管电压平均值为 (2.10)由于稳态工作时，耦合电感线圈电压的平均值为零，因而组合变换器输出电压为两副边续流管电压平均值之和，即组合变换器输入输出电压增益为 (2.11)上式表明：当耦合系数为1时，输入输出电压增益比耦合电感线圈电流连续工作模式时增大一倍。副边续流二极管电压应力与耦合系数无关，为 （2.12）副边整流二极管的电压应力与耦合系数有关，当耦合系数小于1、耦合线圈电流连续模式工作时，副边整流管电压应力与副边续流管一致（式2.12）。当耦合系数为1时，副边整流管电压应力为 （2.13）当耦合系数小于1时，副边整流二极管电压应力介于耦合线圈电流连续与耦合系数为1两种状况之间，即为 （2.14） (a)驱动信号、副边续流管电压 （b）两输出电容电压、输出电压图2.5 耦合系数为1时的仿真波形对耦合系数为1的情况进行仿真，主要仿真参数：开关频率50千赫兹，导通占空比0.4，两变压器原副边匝比1:1，耦合电感两线圈自感相等、均为100微亨，耦合系数为1，输入电压为270伏，负载电阻为30欧姆。仿真波形如图2.5所示。仿真表明：耦合系数为1时，副边续流二极管电压波形与图2.4一致，组合变换器输入输出增益关系满足式（2.11），与分析结果一致。综述前面的分析和仿真，得到并串型组合变换器的结论：由于采用耦合电感，减小了磁芯元件数量；可以通过增大耦合系数（但小于1）改变耦合线圈电流工作方式，让组合变换器工作在耦合线圈电流断续工作方式，能够彻底消除副边续流二极管的反向恢复问题；耦合系数为1时，耦合电感线圈电流始终断续方式工作，与负载大小无关，组合变换器输入输出电压增益满足式（2.11），比耦合线圈电流连续方式工作的输入输出电压增益（式2.6）增大一倍；耦合系数小于1且耦合线圈电流断续工作时，其特性介于耦合线圈电流连续和耦合系数为1两种情况之间。2.2.2三种并串型双管正激组合变换器特性比较为了便于比较三种并串型组合变换器的特性，特作如下设定：（1） 输出续流管串联和输出滤波容串联两种组合变换器均工作在电感电流连续模式；（2） 耦合电感的两耦合线圈自感相等，耦合系数小于1时耦合线圈电流连续。三种组合变换器输入输出电压增益关系如表2.3所示。表2.3 三种并-串型组合变换器的输入输出电压增益比较输出滤波容串联采用耦合电感副边续流管串联K1K=1、分别为三种组合变换器的变压器副边与原边匝数比表2.3表明：当耦合系数小于1、耦合线圈电流连续时，三种组合变换器输入输出电压增益关系一致；当耦合系数为1时，耦合电感型组合变换器输入输出增益是其余两种组合变换器输入输出增益的二倍。由表2.3可知，当输入输出电压及导通占空比相同时，三种并串型组合变换器的变压器匝比有如下关系 (2.15)三种并串型组合变换器的开关管和原边续流二极管电压应力均为输入电压，副边二极管电压应力比较如表2.4所示。表2.4 三种并串型组合变换器副边二极管电压应力比较滤波容串联采用耦合电感续流管串联K1K=1副边整流管副边续流管（表中副边整流二极管电压应力均为电流断续工作模式的值，且假设电感电流断续时续流管串联型组合变换器中的两输出续流管分压一致、均为输出电压的一半。）由表2.4和式（2.15）可知：耦合系数为1的耦合电感型组合变换器的副边二极管电压应力最小。2.3并并型双管正激组合变换器 （a）共用副边续流管 （b）共用输出滤波容（c）采用耦合电感在输出滤波容侧并联图2.6 三种并并型双管正激组合变换器两组双管正激变换器的开关管导通相位互差180O，在输入和输出端均为并联方式构成的并串型双管正激组合变换器有三种，如图2.6（a）(c)所示：分别为共用副边续流二极管、共用输出滤波容和采用耦合电感在输出滤波容侧并联【24】。本节主要将讨论采用耦合电感的并并型双管正激组合变换器，揭示其与其余两种并并型双管正激组合变换器的关系。2.3.1采用耦合电感的并并型双管正激组合变换器文献【24】已对采用耦合电感的并并型组合变换器工作原理及耦合系数小于1的特性做了详细的分析。现从组合变换器稳态工作时耦合电感线圈两端电压在一个开关周期平均值一定为零的原则出发，推导耦合电感线圈电流连续模式工作时组合变换器输入输出电压增益。由于两组双管正激变换器输出端通过耦合电感并联于同一输出滤波容，因此输出电压就等于副边续流管D6或D8两端电压的平均值，即 （2.16）式中n为变压器副边与原边匝数之比，D为导通占空比。上式表明：当耦合电感线圈电流连续时，组合变换器输入输出电压增益关系与图2.6（b）所示的共用输出滤波容并并型组合变换器一致。耦合电感两线圈自感相同、耦合系数为1时，耦合电感实际上就是电压变比为1:1的变压器。由组合变换器工作原理可知，当开关管Q1和Q2导通时，耦合线圈L1和L2感应电势相等、均为带“.”为正，即副边续流管D6和D8电压波形一致。开关管Q3和Q4导通时，也有相同的结论。因而，可得到一个开关周期副边续流管电压波形如图2.7所示。图2.7 耦合系数为1时副边续流管电压波形由图2.7可得组合变换器输入输出电压关系为 （2.17）上式表明：耦合系数为1时，组合变换器输入输出电压增益与图2.6（a）所示的共用续流管并并型组合变换器一致。副边续流管电压应力与耦合系数无关，为 (2.18)副边整流二极管电压应力与耦合系数有关，当耦合系数小于1、耦合电感线圈电流连续模式工作时，其电压应力为 (2.19)当耦合系数小于1、耦合线圈电流断续模式工作时，副边整流管电压应力为 （2.20）当耦合系数等于1时，副边整流管电压应力为 （2.21）综上分析可知，采用耦合电感的并并型组合变换器兼有共用续流管和共用输出滤波容两种并并型组合变换器的特性：耦合系数小于1、耦合电感线圈电流连续工作时，相当于共用输出滤波容并并型组合变换器；耦合系数为1时，相当于为共用续流管并并型组合变换器；耦合系数小于1、耦合电感线圈电流断续工作时，其特性介于共用续流管和共用输出滤波容两种并并型组合变换器之间。对采用耦合电感的并并型组合变换器进行仿真，主要仿真参数：开关频率50千赫兹，占空比0.4，两变压器原副边匝比1:1，耦合电感两线圈自感相等、均为100微亨，输入270伏。负载电阻5欧姆、耦合系数K为0.2时，仿真波形如图2.8所示。负载电阻为20欧姆，耦合系数K分别为0.5和1对应的仿真波形如图2.9、2.10所示。 图2.8 耦合系数0.2、负载5欧姆对应的仿真波形 图2.9 耦合系数0.5、负载20欧姆对应的仿真波形 图2.10 耦合系数1、负载20欧姆对应的仿真波形由仿真波形图2.10可知，耦合系数为1时组合变换器耦合电感总输出电流脉动量为 (2.22)式中L为耦合线圈自感，Ts为开关周期。由关系式（2.17），耦合电感输出电流脉动量简化为 (2.23)上式表明：耦合系数为1时，组合变换器耦合电感输出电流脉动量与共用续流管并并型组合变换器的滤波感输出电流脉动量一致。主要仿真参数同前，不同负载、耦合系数对应的仿真结果如表2.5所示。表2.5 不同负载、不同耦合系数对应的仿真结果耦合系数k负载电阻（欧姆）耦合线圈工作模态输出电压（V）0.25连续1050.220断续1580.55断续1100.520断续176120断续2131100断续214仿真表明：耦合系数小于1、耦合电感线圈电流连续工作时，组合变换器具有与共用输出滤波容并并型组合变换器相类似的特性；耦合系数等于1时，耦合电感线圈电流断续工作，组合变换器具有与共用续流管并并型组合变换器相类似的特性；增大耦合系数（但小于1）能改变耦合电感线圈电流工作模式，从连续工作模式转变到断续工作模式，此时，组合变换器的特性介于共用续流管与共用输出滤波容两种组合变换器之间，并且彻底消除了副边续流管反向恢复问题，改善了副边续流二极管的工作条件。2.3.2三种并并型双管正激组合变换器特性比较为了便于比较三种并并型组合变换器的特性，特作如下设定：(1)共用续流管和共用输出滤波容两种组合变换器均工作在电感电流连续模式；(2)耦合电感两线圈的自感相等，耦合系数小于1时耦合线圈电流连续模式工作。三种并并型组合组合变换器输入输出电压增益比较如表2.6所示。表2.6 三种并并型组合变换器输入输出电压增益比较共用输出滤波容采用耦合电感共用副边续流管K1K=1、分别为三种组合变换器的变压器副边与原边匝比表2.6表明：为了获得相同的输出电压，当输入电压相同时，三种组合变换器的变压器变比有如下关系 (2.24)式中、分别为耦合系数K1和K=1对应的变压器匝比。三种并并型组合变换器原边开关管和原边续流二极管电压应力均为输入电压，副边二极管电压应力比较如表2.7所示。表2.7 三种并并型组合变换器副边二极管电压应力比较共用滤波容采用耦合电感共用续流管K1K=1整流二极管续流二极管表中副边整流二极管电压应力均为电流断续工作模式的最大值由表2.7和式（2.24）可知：共用续流管和耦合系数为1两种并并型组合变换器的副边二极管电压应力最小。三种并并型组合变换器输出均流控制特性比较如表2.8所示。表2.8 三种组合变换器输出均流特性比较共用滤波容采用耦合电感共用续流管K1K=1输出均流特性均流控制均流控制自然均流自然均流由表2.8可知：共用副边续流管与耦合电感耦合系数为1的两种并并型组合变换器具有自然均流特性，其余两种组合变换器输出电流都要进行均流控制。而实际设计的耦合电感往往是耦合系数，具有与共用续流管相类似的自然均流特性。2.4六种组合变换器的副边二极管电压应力实例比较为了便于比较三种并串型和三种并并型双管正激组合变换器的副边二极管电压应力，特作如下设定：（1）非耦合电感型四种组合变换器均工作在电感电流连续模式；（2）耦合电感两线圈自感相等，耦合系数小于1时耦合线圈电流连续模式工作。假设六种双管正激组合变换器的输入电压均为100伏，输出电压均为90伏，导通占空比均为0.45，则六种组合变换器副边二极管电压应力比较如表2.9所示。表2.9 六种组合变换器副边二极管电压应力比较滤波容并/串型采用耦合电感续流管并/串型K1K=1并|并型组合变换器副边整流管电压应力（伏）290200RD400200200副边续流管电压应力（伏）200200100100变压器原副边匝比1:21:21:11:1副边续流管工作频率（fS）1112并|串型组合变换器副边整流管电压应力（伏）145100RD200100145副边续流管电压应力（伏）10010050100变压器原副边匝比1:11:12:11:1副边续流管工作频率（fS）1111副边整流二极管电压应力均为电流断续工作模式的最大值，fS为开关频率由表2.9得到六种组合变换器的比较结论：（1）耦合系数为1的并串型双管正激组合变换器的副边二极管电压应力和工作频率最小；（2）并串型组合变换器副边二极管电压应力较并并型组合变换器要小；（3）并并型组合变换器中，共用续流管和耦合系数为1两种组合变换器的副边二极管电压应力一致，但前者的副边续流二极管工作频率是后者的二倍。2.5并并/串型双管正激组合变换器并并/串型双管正激组合变换器，如图2.11所示，由四组双管正激变换器在输入端交错并联、输出端并联后串联构成。四组双管正激变换器的控制脉冲依次相移90O，如图2.12所示，以实现交错并联。为便于分析，特作如下假设：（1）组合变换器已经工作在稳定状态，且电感电流连续；（2）所有开关管和二极管均为理想器件，忽略变压器漏感和激磁电流；（3）四组双管正激变换器的开关管导通脉冲宽度相等，（4）四个变压器的副边与原边匝数比相等、为，图2.11 并并/串型组合变换器 图2.12 控制脉冲、滤波电感电流2.5.1组合变换器工作原理组合变换器一个开关周期可分为十二个工作模态，图2.12示出了一个开关周期四组开关管控制脉冲相位和滤波电感电流波形。工作模态1（t0-t1）t0时刻之前，T1已经磁复位完毕，T2通过原边续流二极管D3和D4在磁复位，T3通过原边续流二极管D5和D6在磁复位，Q7和Q8正在通过T4向负载传输电能，滤波电感L2的电流在线性增大，L1的电流通过副边续流管D11在续流而线性减小。t0时刻，Q1和Q2触发导通，在输入和输出电压的共同作用下，电感L1中的电流线性增大；同时，Q7和Q8仍然保持导通，L2中的电流继续线性增大。T2和T3通过各自的原边续流管在磁复位。该工作模态持续到t1时刻，T3磁复位完毕。工作模态2（t1-t2）在t1时刻，变压器T3磁复位完毕，原边续流管D5和D6截止。开关管Q1和Q2保持导通、通过T1向负载提供电能，Q7和Q8也保持导通、通过T4向负载传递能量,电感L1和L2中的电流仍线性增大。T2通过原边续流管D3和D4在磁复位。该工作模态持续到t2时刻，开关管Q7和Q8同时关断为止。工作模态3（t2-t3）在t2时刻，开关管Q7和Q8同时关断，变压器T4开始磁复位过程，开关管Q5和Q6还未导通，L2的电流通过副边续流管D14续流而线性减小。Q1和Q2仍保持开通，L1的电流线性增大，T2通过原边续流管D3和D4在磁复位。该工作模态持续到t3时刻，开关管Q5和Q6同时导通为止。工作模态4（t3-t4）在t3时刻，开关管Q5和Q6导通，Q1和Q2仍保持导通，L1和L2中的电流在输出和输出电压的作用下线性增大，T2和T4通过各自的原边续流二极管在磁复位。本工作模态持续到t4时刻，变压器T2磁复位完毕。工作模态5（t4t5）在t4时刻，T2磁复位结束，开关管Q1、Q2、Q5和Q6保持导通，输入电源通过T1和T3向负载传输电能，L1和L2中的电流线性增大。变压器T4通过原边续流管D7和D8在磁复位。本工作模态持续到t5时刻，Q1和Q2同时截止为止。工作模态6（t5t6）在t5时刻，开关管Q1和Q2同时关断，变压器T1开始磁复位过程，L1中的电流通过副边续流二极管D11续流而开始线性减小；Q5和Q6保持导通，L2电流线性增大；T4通过原边续流管D7和D8在磁复位。本工作模态持续到t6时刻，开关管Q3和Q4开始导通时结束。在t6时刻以后，组合变换器进入下半个开关周期，这半个周期中的六个工作模态等效电路与上半个周期类似，只是四个双管正激变换器的作用地位进行了交换。2.5.2组合变换器的特性及仿真由组合变换器电路拓扑结构可知，输出端为两个共用副边续流管的双管正激组合变换器在输出端直接串联构成，因此组合变换器输出电压为共用续流管组合变换器输出电压的两倍，即得并并/串型组合变换器输入输出电压关系 （2.25）组合变换器副边整流二极管电压应力 （2.26）组合变换器副边续流二极管电压应力 （2.27）上式（2.25）（2.27）表明：与并串型和并并型组合变换器比较，在相同输入输出电压下，并并/串型组合变换器的变压器匝比（副边与原边匝数比）是前两种组合变换器的二分之一或四分之一倍，因而降低了副边二极管电压应力，尤其是改善了副边续流二极管的工作环境，在输出高电压场合可以采用低压、反向恢复特性好的快恢复二极管，从而提高了组合变换器的可靠性。从组合变换器电路拓扑可知，由于在控制策略上实现了四组双管正激变换器输入端交错并联，只须保证导通占空比D大于0.25，则任何时刻至少有一对开关管在导通，即组合变换器输入电流始终连续。图2.13（a）为0.25D0.5时的组合变换器输入电流与开关管电流波形，图2.13（b）为D=0.25时输入电流和开关管电流波形。（a）0.25D0.5 (b)D=0.25图2.13：并并/串型组合变换器输入电流、开关管电流由图2.13可知组合变换器输入电流脉动量为 （D=0.25） （2.28） （D0.5） （2.29） (0.25D0.5) (2.30)式中的为输出电流，为变压器副边与原边匝比，为输出滤波电感。输入端交错并联使得组合变换器输入电流的脉动频率提高到开关频率的四倍，是同开关频率双管正激变换器输入电流脉动频率的四倍，同时使输入电流连续（）、减小了输入电流脉动量，因而有利于减小输入滤波器体积和重量。由于输入端交错并联，使得两滤波电感电流起始相位互差180度，从而使得两输出滤波电容电压相位互补，如图2.14所示。在理想情况下，当两滤波电感和两输出滤波电容分别一致时，组合变换器输出电压纹波为零，因此可以减小输出滤波器的体积和重量。图2.14 滤波电感电流和输出滤波电容电压波形变换器的高频变压器体积与其传输功率成正比【2】，四组双管正激变换器并联工作减小了单个高频变压器体积和重量，避免使用体积和重量均过大的铁芯。对图2.11所示的并并/串型组合变换器进行仿真，其主要仿真参数：导通占空比0.4，开关频率50KHz，变压器原副边匝比21:18，输入电压270VDC，输出电流18A。仿真波形如图2.15所示，其中图（a）为副边整流二极管和续流二极管电压波形，图（b）为单开关管电流和组合变换器输入电流波形，图（c）为四对开关管电流波形，图（d）为两输出滤波电容电压。（a）副边续流管和整流管电压 （b）单个开关管电流和输入电流 （c）四对开关管电流 （d）两输出滤波电容电压图2.15 并并/串型组合变换器主要仿真波形仿真表明：组合变换器两输出电容电压相等，即输出均压，并且两输出电容的电压纹波相位近似互差180O，减小了输出电压纹波，从而可以减小了输出滤波器体积和重量；输入输出电压增益符合式（2.25），副边整流管和续流管电压应力分别符合式（2.26）、（2.27）；四组双管正激变换器的开关管电流应力一致，即四组变换器输出均流，减小了开关管的电流定额；组合变换器输入电流连续，使得输入电流的脉动量变小，脉动频率提高到开关频率的四倍，有利于减小输入滤波器的体积和重量。为了进一步说明并并/串型组合变换器输入端交错并联对输入电流脉动量的减小程度，在相同的输入输出电压、输出功率、开关频率以及相同的导通占空比条件下，与单个、两组交错并联的双管正激变换器作一比较。三种变换器的输入电压为270伏，输出电压为360伏，输出电流为18安培，导通占空比为0.4。并并/串型组合变换器的仿真波形如上图2.15所示，单个和两组交错并联的变换器输入电流、开关管电流仿真波形分别如图2.16和2.17所示，三种变换器的仿真比较结果如表2.10所示。 上：输入电流；中：开关管电流 上：输出电压；中：输入电流 下：变换器输出电压 下：开关管电流图2.16 两组并联变换器仿真波形 图2.17 双管正激变换器仿真波形表2.10 三种变换器输入电流特性及开关管电流应力比较输入电流脉动量幅值输入电流脉动频率开关管电流应力四组交错并联15A4fS18A两组交错并联37A2fS35A单个变换器85AfS85AfS为变换器开关频率仿真表明：对于输入电流脉动量来说，四组交错并联至多是两组交错并联的二分之一，是单个变换器的四分之一；对于输入电流脉动频率和开关管电流应力来说，也有相类似的比例关系存在。为了研究组合变换器直流输入端加LC滤波器对输入电流的滤波效果，对如图2.18所示的电路进行仿真，其中并并/串型组合变换器的仿真参数同前，LC滤波参数分别为0.3mH和470uF，滤波感电流和输入电流仿真波形如图2.19所示。 图2.18 组合变换器输入端加LC滤波器 图2.19 加输入LC后的输入电压电流仿真表明：组合变换器输入端加LC滤波器后，直流输入电源的输入电流几乎无脉动，组合变换器输入电压也无脉动，且输入电压大小与输入电压源一致，输入滤波器的滤波效果非常理想。2.5.3控制策略及实验为了使并并/串型组合变换器输出端均压，同时输入端实现交错并联；须在控制上既要做到四组变换器的开关管触发脉冲依次相差90度，以实现交错并联，同时又要使每组开关管的导通占空比一致。为此，我们采用如图2.20所示的控制原理框图：两片3525芯片采用外同步，保证四路控制脉冲信号依次相差90度输出，实现输入端交错并联；同时芯片2内部的运放接成电压跟随器形式，跟随芯片1内部运放输出9号脚（脉冲宽度控制端），使两3525芯片输出的导通脉冲宽度一致。图2.20 组合变换器控制原理框图采用图2.20所示的控制原理框图，对并并/串型双管正激组合变换器进行控制实验，主要实验参数：三相交流50赫兹供电，三相全桥整流后输出电压270伏，开关频率50千赫兹，变压器原副边匝比21:18，组合变换器输出360伏。负载电流10A时实验波形如图2.21所示，其中图（a）开关管电压，图（b）为两输出滤波容电压，图（c）变压器副边输出续流二极管电压，图(d)为副边整流二极管电压。组合变换器输入不同电压、输出不同负载功率时，输出均压实验数据如表2.11所示。 （a）上：触发脉冲；下：开关管电压 （b）两输出滤波电容电压 （c）上：触发脉冲；下：副边续流管电压（d）上：触发脉冲；下：副边整流管电压图2.21 并-并/串型双管正激组合变换器实验波形表2.11 组合变换器输出均压实验结果/VPout/W/V/V/V/V/V24010001800179112403500179.50.5178.51.522406500179.50.517822.527010001800179112703500179.50.517822.52706500179.50.517822.530010001800179113003500179.50.5177.52.533006500179117734由表2.11可知：输出电容C1的电压比较稳定，基本控制在180V，而偏离基准最大值为3V，这是由于控制上采用作为电压环反馈量，直接跟随所造成的。实验表明：组合变换器输出均压，输出电压纹波小，有利于减小输出滤波器体积；副边整流二极管和续流二极管的电压波形与仿真一致，其静态电压应力分别与式（2.26）和（2.27）一致，改善了副边续流管工作环境，提高了整个系统的可靠性。2.6本章小结本章提出了一种采用耦合电感的并串型双管正激组合变换器，该变换器在耦合系数小于1且耦合线圈电流连续方式工作时，具有与其它两种并串型组合变换器相类似的特性；当耦合系数等于1时，耦合线圈电流断续，输入输出电压增益比耦合线圈电流连续工作时增大一倍；在耦合系数小于1且耦合线圈电流断续工作时，其特性介于耦合线圈电流连续模式与耦合系数为1之间。揭示了采用耦合电感的并并型双管正激组合变换器与其余两种并并型组合变换器的关系：当耦合系数小于1且耦合线圈电流连续工作时，其特性与共用输出滤波电容的组合变换器相类似；当耦合系数为1时，其特性与共用续流管的组合变换器相类似；当耦合系数小于1且耦合线圈电流断续工作时，其特性介于上述两组合变换器之间。耦合电感耦合系数为1的并串型组合变换器与其它五种组合变换器比较，输入输出电压增益最大，副边二极管电压应力和工作频率最低；并串型组合变换器特性优于并并型组合变换器。本章还提出了一种并并/串型双管正激组合变换器，该组合变换器具有：由于输入端采用交错并联使输入电流连续（D0.25），减小了输入电流脉动量、输入滤波器体积和重量；两输出电容电压均压，输出电压纹波小，减小了输出滤波器体积；副边二极管电压应力低，改善了副边续流管工作环境，提高了整个变换器的可靠性。2.7参考文献1Michael T.Zhang,Milan M.Jovanovic,Fred C.Y.Lee,Analysis and Evaluation of Interleaving Techniques in Forward Converters,IEEE Transaction on PE.VOL.13.NO.4,July,1998,PP.690-6982Michael T.Zhang,Milan M.Jovanovic,Fred C.Y.Lee,Analysis,Design,and Evaluation of Forward Converter with Distributed MagneticsInterleaving and Transformer Paralleling,IEEE PESC Rec.,1995,PP.315-3213C.Jamersom,M.Barker,1500 Watt Magnetics Design ComparisonParallel Forward Converter vs Dual Forward Converter,High Frequence Power Conversion Conference Proceedings,1990,PP.247-3584B.A.Miwa,D.M.Otten,M.F.Schlecht,High Efficiency Power Factor Correction Using Interleaving Techniques,IEEE Applied Power Electronics Conference Proceedings,1992,PP.557-5686C.H.G.Treviso,A.A.Pereira,V.J.Farias,J.B.Vieira Jr,L.C. de Freitas,A 1.5Kw Operation with 90 Efficiency of a Two Transistors Forward Converter with Non-Dissipative Snubber,IEEE PESC rec,1998,PP.696-7007Laszlo Huber,Milan M. Jovanovic,Forward-Flyback Converter with Current-Doubler Rectifier:Anlysis,Design,And Evaluation Results,IEEE Trans.On PE,Vol.14,No.1,Jan.,1999,PP.184-1928D.S.Oliveira J,C.A.Bissochi Jr,r,J.B.Vieira Jr,V.Jdarias,L.C.de Feritas,A Lossless Commutation PWM Two Level Forward Converter Operating Like a Full-Bridge,IEEE APEC Rec.,2000,PP.334-3399Han Feng,Dehong Xu,Y.S.Lee,Comparison of Interleaving Methods of Two Transistor Forward Converter,IEEE PEDS Rec.,1999,PP.632-63710Henrique A.C.Braga,Ivo Barbi,”A New Technique for Parallel Connection of Commutation Cells:Analysis,Desigh,and Experimentation”,IEEE Transaction on Power Electronics,Vol.12,No.2,March 1997,PP.387-39411John S. Glaser,Arthur F.Witulski,Output Plane Analysis of Load-Sharing in Multiple-Module Converter Systems,IEEE Transactions on PE, Vol.9.No.1,January 1994,PP.43-5012Milan M.J.,David E.Crow,Lieu Fang-Yi,”A Novel Low-Cost Implementation of Democratic Load-Current Sharing of Paralleled Converter Modules,IEEE Transactions on PE,Vol.11,No.4,July 1996,PP.604-61113Chabg-Shiarn Lin and Chern-Lin Chen,Single-Wire Current-Share Paralleling of Current-Mode-Controlled DC Power Supplies,IEEE Transaction on Industrial Electronics.Vol.47,No.4,August 2000,PP.780-78614David J.Perreault,Robert L.Selders,John G.Kassakian,Frequency-Based Current-Sharing Techniques for Parralleled Power Converters,IEEE Transactions on PE.Vol.13,No.4,July 1998.PP.626-6341