直流电子负载基本工作模式的实现策略研究毕业论文.doc

直流电子负载基本工作模式的实现策略研究毕业论文目录摘要1AbstractII第1章绪论- 1 -1.1 课题背景及研究的目的和意义- 1 -1.1.1 课题来源- 1 -1.1.2 研究目的- 2 -1.1.3 研究意义- 2 -1.2 国内外电子负载的研究现状及分析- 3 -1.2.1 直流升压电路拓扑的研究现状- 3 -1.2.2 各种负载特性的研究现状- 4 -1.2.3 逆变并网的研究现状- 5 -1.2.4 工程实现与产品现状- 5 -1.3 系统的主要设计思路- 6 -1.3.1直流升压斩波电路的拓扑结构选择- 6 -1.3.2 负载工作模式的实现- 6 -1.3.3 逆变并网的设计- 7 -1.4 本文主要研究内容- 7 -第2章直流升压电路的设计- 7 -2.1 直流升压电路拓扑结构选择- 8 -2.1.1 推挽电路拓扑分析- 8 -2.1.2 Boost直流升压斩波电路拓扑分析- 9 -2.1.3 中间抽头电感的DC-DC升压变换器拓扑分析- 10 -2.1.4 电容储能型Cuk电路拓扑分析- 11 -2.1.5 比较分析与小结- 13 -2.2 直流升压电路控制策略的设计- 13 -2.2.1 闭环反馈采用PID环节- 13 -2.2.2 三种控制策略的具体实现方案- 14 -2.3 电容储能型Cuk电路整体分析与仿真验证- 15 -2.3.1 电路设计参数分析- 15 -2.3.2 三种控制策略的电路分析- 17 -2.3.3 直流升压电路整体Simulink仿真验证- 18 -2.4本章小结- 22 -第3章逆变并网电路的设计- 23 -3.1 并网逆变器电路拓扑结构设计- 23 -3.1.1并网逆变器的结构- 23 -3.1.2 滤波器的选择- 24 -3.1.3 并网侧变压器的应用- 25 -3.2 逆变电路的控制策略设计- 26 -3.2.1 滞环电流控制方式- 26 -3.2.2 电压电流共同控制方案- 27 -3.3 逆变电路总体分析与仿真验证- 28 -3.3.1 逆变电路总体分析- 28 -3.3.2 逆变电路总体Simulink仿真验证- 28 -3.3 本章小结- 31 -第4章系统整体分析与仿真验证- 32 -4.1 系统总体分析- 32 -4.2系统仿真验证- 34 -4.3本章小结- 41 -结论- 42 -参考文献- 43 -致谢- 45 -哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文）第1章 绪论1.1 课题背景及研究的目的和意义1.1.1 课题来源现实生活中和工业生产中都离不开各种各样不同性能不同用途的电源，生产这些电源出厂前都要进行相应的性能检验。在对这些电池充电器、AC-DC和DC-DC电源等设备以及功率器件、电池等部件进行性能测试时，都需要对这些设备和部件施加电气负载，传统的方法是利用固定电阻和可变电阻器来充当负载。这种方法存在精度低、可控程度低、易老化、电能损失大等诸多缺点，已经不能适应国家倡导的节能减排、低碳经济的新要求。随着电力电子技术的发展，一种新兴的电子仪器和测试设备电子负载应运而生，它应用电力电子技术进行负载模拟，将待试设备的输出能量反馈到电网1，在完成测试功率实验的前提下，不仅实现了节能减排，还具有很强的操作灵活性2。下面表1-1为传统负载与电子负载之间的对比3-5：表1-1 传统负载与电子负载对比 传统负载 电子负载电流增大时电阻温度升高，电压电流呈非线性关系，精度低，测试性能不佳完美模拟各种负载性能（恒流、恒阻抗、恒功率），满足电源测试要求测试过程产生巨大的电能损耗除电力电子器件少量开关损耗及线路损耗外，其余能量都能通过逆变电路回馈给电网，节约能源90以上体积过大，存在散热困难体积较小，由于不消耗功率不存在散热问题功能单一，不可控制状态可控，可实现无级调节元件容易老化，使用不方便寿命较长，方便应用基于电子负载以上的优秀性能，将其更多的应用于电源出厂性能测试已经成为必然的趋势。因此，研究和开发的电能回馈型电子负载技术成为了一项有意义的工作。1.1.2 研究目的本次研究任务为分析设计一个能馈型直流电子负载，实现电源性能的测试和能量回馈电网。总体结构如图1-1所示。其中本次设计主要完成直流升压和电源性能测试部分，使之升压至直流350V为逆变并网做准备，并且具有3种负载工作模式：恒定电流模式(CC)、恒定电阻模式(CR)、恒定功率模式(CP)，以满足电源的测试需求；同时完成并网逆变器的设计，使并网电流与电网电压同相，以保证能量能回馈到电网，且电流波形尽可能接近完美的正弦波，减小THD，提升并网质量。图1-1电子负载总体结构具体技术要求：(1)直流电源电压额定值：48VDC；最大波动幅度：20%；最大波动频率：300Hz。(2)模拟负载精度在直流电源电压的最大波动幅度和最大波动频率范围内均能保证负载电流/阻抗/功率低于2%。(3)变换器输出直流电压400VDC5%。1.1.3 研究意义目前已经有一些电子负载产品开始代替传统负载进行电源性能实验，如可靠性试验（老化放电试验）、输出特性试验等等，有些产品也已经达到了比较好的性能6。但是依然有很多问题有待改进和开发，比如很多电子负载属于能耗型电子负载，并不能达到节约能源的目的，还有些电子负载控制模式单一，或没有考虑到测试电源电压脉动的问题，不能满足电源所有的测试要求。所以本次要设计一种直流能馈型电子负载，不仅能够满足不同类型电源的各种性能检测，达到一定的精度，而且还能将本要浪费的能量回馈给电网，同时严格满足幅值，相位，频率等要求，从而对电子负载的研究学习更进一步。1.2 国内外电子负载的研究现状及分析传统电子负载只能进行简单的负载测试，并且测试电源的能量依然是变成热功率被消耗掉。这种电子负载已经慢慢被淘汰，取而代之的是带有并网逆变器的能量回馈型电子负载7，这也是近年来主要研究开发的趋势。本文所研究的直流能馈型电子负载便是一种专门应用于直流电源测试的电子负载。直流能馈型电子负载主要由两部分组成：直流升压（DC-DC）部分和逆变并网（DC-AC）部分8，如图1-1所示。其中直流升压部分主要完成两项功能，即直流升压和各种负载特性的实现；逆变并网部分主要是将能量回馈给电网，并且保证并网电流具有比较好的品质。这两部分在国内外学术研究和工程领域已经取得了很多成果。1.2.1 直流升压电路拓扑的研究现状传统的直流升压电路为Boost升压斩波电路，在电感电容无限大的理想条件下此电路的升压比理论值为无限大，但是由于工程实现中电感电容都不能达到理想特性，加之电路其他损耗，Boost升压斩波电路的最大占空比为0.889，即升压比不大于7.3时能够比较好的实现。这种电路拓扑的优点是结构简单可靠，控制方法简单，缺点是升压比有限，且开关频率增大时损耗也变大。在一些要求升压比较大的场合，往往采用带隔离直流升压电路拓扑，如反激电路或推挽电路，这些电路结构中由于具有升压变压器而使升压比具有更大的范围，但是同时也由变压器的使用带来了更大的损耗和体积增大、难以维护等等问题，并且由于两个开关管的导通间隔使电流存在断续，因此本拓扑只适用于电流断续型电子负载。近二十年国内外学者提出了很多改进的拓扑结构，如Gupta10提出将多个直流电源串联来获得较高的输入电压；Edson Adriano11提出了采用一种新型直流变换器进行升压，具体采用Cuk变换器实现对输入电流的控制，实现对实际负载的模拟；这种结构沿袭了他本人1996年的设计，他曾经提出过一种新型Cuk变换器拓扑12，采用电容储能的Cuk变换器，其结构如图1-2所示。这种电路拓扑不仅可以实现输入和输出电流的分开控制，而且无需其他辅助电路，通过适当的控制就能实现开关管的软关断，减小了开关损耗，其不足之处是升压比比较小，不适用于对升压要求很高的场合。图1-2一种新型Cuk变换器与此同时许多国内学者也探究出了一些新的直流升压电路结构13，反映出一些不同的特色特点。总的来说，各种方案各有所长，都在自身适合的场合具有不错的效果。1.2.2 各种负载特性的研究现状从控制策略来说，一般应用比较多的是将电流作为参考控制量，利用系统即时参量的采样值经过一定运算与参考电流比较，经过一个PI环节反馈控制电力电子器件开通的占空比，从而达到控制不同负载特性的目的，这也是比较传统和普遍的方式。还有一些文献则采用了其他比较复杂的控制方法，比较有代表性的是中南大学学者采用模糊控制的方法实现负载模式控制，也取得了非常优良的控制效果。从工程实现来说，往往采用一块芯片作为整个电路采样、运算和驱动控制的核心。由于单片机MCU的处理速度较慢不能满足控制要求，所以现在往往采用DSP芯片达到目的14。图1-3为空军工程大学工程学院学者设计的一款航空电子负载15，比较好的展现出负载模式控制的硬件结构。图1-3 一种航空电子负载的硬件结构1.2.3 逆变并网的研究现状直流升压得到350V直流电压后，要通过单相桥式逆变电路或三相逆变电路逆变并网，控制方式主要有SPWM控制和滞环比较控制两种方式16，两者各自具有不同的优缺点和适用场合；其他的一些逆变电路诸如多重逆变或多电平逆变则由于低次谐波不易消除且结构比较复杂而使用的比较少。单相桥式全控逆变电路输出的PWM波还需经过一个滤波环节和一个变压器实现并网。滤波环节多采用L滤波器，LC滤波器，LCL滤波器等等都能达到比较好的滤波效果17，而变压器则主要起到一个电气隔离的作用。1.2.4 工程实现与产品现状在工程实现上，直流电子负载的研究已取得了一些成果，也有一些成熟的产品，并且开始在电源的试验中获得应用，如北京索英电气有限公司的电能反馈式直流电子负载。1.3 系统的主要设计思路直流能馈型电子负载系统主要由直流升压、逆变并网两部分构成。其中本次主要研究直流升压（负载的不同工作模式）部分。根据任务书所述，电源为48V带20%波动幅度的直流电压，这个波动产生的原因有可能是该电源由三相全桥整流电路整流而得到的脉动直流源，控制时考虑加入一个闭环负反馈控制削弱电源扰动的影响，同时系统滤波的带宽应至少不小于300Hz。1.3.1直流升压斩波电路的拓扑结构选择列出几种典型的直流升压电路拓扑结构：Boost直流升压电路、推挽电路、中间抽头电感直流升压电路、电容储能型Cuk电路等等。通过综合考虑升压比、电路稳定性与损耗、硬件实现难易、控制方法难易等等诸多因素选择一个最佳的拓扑。此外有关电容电感以及电路其他元器件参数的设计和其他细节的设计均在电路设计与仿真过程中做出进一步探索和研究。1.3.2 负载工作模式的实现本系统要实现3种负载模式：恒定电流模式、恒定电阻模式、以及恒定功率模式。为完成这几种模式的功能，需要对输入电流进行采样控制。图1-4 设想的一种负载模拟控制策略图1-4为设想的以直流升压斩波电路作为示例的控制模型18，采用输入电流Iin作为采样控制对象，与期望电流Iref对比再经过一个PID环节对开关管的占空比进行控制，从而通过一个闭环负反馈系统将电流控制在期望的范围。1.3.3 逆变并网的设计本次设计主要考虑为逆变提供前级稳定的350V直流电压，逆变并网一般采用单相桥式逆变电路，控制方式主要有SPWM控制和滞环控制两种，对这两种方法进行对比分析后选择一种适合的方案应用在本系统中19。此外还要考虑对于滤波器的学习和设计，参数的计算和选择，以及并网变压器的选用，使并网电流与电网电压同相的同时提高品质，减少谐波。并网控制方法选择时主要考虑电流波形、相位和功率传送方向的问题，所以在控制并网电流的同时也要考虑直流母线电压，选取一种综合的控制策略实现系统功能。1.4 本文主要研究内容本文总体上完成直流能馈型电子负载系统的设计、分析、验证工作，并将讨论的问题和完成的工作分成以下几个部分：第二章首先对几种常用前级DC-DC直流升压电路拓扑对比分析选出一个最优结构采用作为系统的直流升压电路；其次明确升压电路在三种负载模式下的控制策略；最后将电路与控制方法结合进行详细的理论和仿真分析，前级电路得到确立。第三章首先为单相桥式逆变电路选择一种合适的控制方法，并且设计合理的滤波器和并网变压器使整个系统完整，其次对整体控制方案进行深入理解；最后对整个逆变电路进行理论分析和仿真验证，确定逆变电路总体结构。第四章首先将两级电路连接，分析其工作原理并进行全系统的仿真验证，确保三种负载模式、并网电流低谐波、功率输送的实现和正确性；并在此基础上对于整个电路的宏观理解和电路元器件参数设置、控制参数设置对系统影响做出更深入的探讨和研究。- 49 -第2章 直流升压电路的设计2.1 直流升压电路拓扑结构选择主电路主要完成两个功能，即完成直流升压和实现三种负载模式控制。直流升压是为了将48V直流电压升至V（电网正弦电压峰值）以上的一个恒定值，如本系统额定的350V；三种负载模式控制即达到模拟不同负载特性的电源放电测试的目的。就直流升压而言，电路结构主要分为直接直流升压（DC-DC）和带隔离直流升压（DC-AC-DC）两种。直接直流升压电路拓扑主要包括普通Boost直流升压斩波电路极其衍生电路、Buck-Boost电路、Cuk电路等等；间接直流升压电路主要包括正激电路、反激电路、推挽电路等等。本次设计选择了四种比较常见典型的直流升压电路拓扑结构作对比分析，依次包括：推挽电路、Boost直流升压斩波电路、中间抽头电感的DC-DC升压变换器、电容储能型Cuk电路。2.1.1 推挽电路拓扑分析图2-1推挽电路拓扑图2-1所示为推挽电路拓扑，推挽电路是带隔离直流升压电路的一种典型拓扑，用于功率等级在几百瓦到一千瓦和升压比要求比较高的场合。推挽电路在工作时两个开关管交替导通，在绕组N1和N1S两端分别形成相位相反的交流电压。当一个开关管导通时，其所对应的二极管导通，当两个开关管都关断时，两个二极管都导通。各分担一半的电流。开关管导通时电感L上的电流逐渐上升，两个开关管都关断时电感L上的电流逐渐变小。两个开关管关断时承受的峰值电压均为两倍的电源电压E。如果两个开关管同时导通，就相当于变压器一次绕组短路，因此这种情况应该避免，即要求每个开关管占空比不大于50%，而且需要留有死区时间。当滤波电感L上的电流连续时：其中为输出电压，为两个开关管的占空比。公式为推挽电路的升压比公式。不难发现推挽电路可以用加大变压器原副边绕组的比值而比较容易地达到比较大的升压比，此外该拓扑还具有功率容量较大、双向励磁、通态损耗小、驱动简单等等优点。但是，此拓扑也有很多缺点和不足，如变压器中的漏感及寄生电容等引起电压与电流的高频振荡，存在偏磁问题，会造成功率器件的高电压、电流应力，常常会对电源本身及周围连接设备带来安全隐患，同时也会增大开关损耗导致变压器效率的降低。此外，升压变压器还会引起整个系统体积增大、结构复杂、成本上升、不易维护等缺点。最重要的是，由于两个开关管不能同时导通，并且必须留有死区时间，这就导致电源E的输出电流必然存在断续，这点不能满足本次设计中直流侧恒电流模式控制的要求，所以本拓扑不适用于本次直流能馈型电子负载的设计。2.1.2 Boost直流升压斩波电路拓扑分析图2-2Boost直流升压斩波电路如图2-2所示的Boost直流升压斩波电路是最基本的直流升压电路拓扑结构，具有结构简单、功能明确、节约成本等优点。该电路工作原理比较简单，当开关管导通时，电源E电压为，向电感L充电，充电电流基本恒定，设为，同时电容C上的电压向负载R供电。当C值很大时能够保持输出电压为恒值，设为。设开关管一个周期内导通时间为，关断时间为则在电路稳定时一个周期内电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即化简得其中，为开关管的占空比，公式即Boost直流升压斩波电路的升压公式，其升压原理主要是靠电感L储能之后具有的电压泵升作用和电容C对输出电压的保持作用。理论上，当占空比接近1时升压比会趋向正无穷，但在工程实际中由于存在线路损耗和开关管损耗，而且电容和电感也不能达到无穷大的理想状态，所以现实中Boost电路最大放大倍数受到限制，通常认为Boost电路占空比应限制在，即电压放大倍数不高于7.33。此电路由于只用到一个开关管，电路损耗得到降低，系统效率比较高，到目前为止依然广泛被应用。但是，由于开关管处于硬开关状态，随着电流的增大，二极管VD会出现反向恢复损耗问题，引起EMI干扰，这是本拓扑结构一个亟待解决的问题20。2.1.3 中间抽头电感的DC-DC升压变换器拓扑分析图2-3中间抽头电感的DC-DC升压变换器中间抽头电感的DC-DC升压变换器，如图2-3所示，为普通Boost直流升压斩波电路的改进电路，其周期规律和作用原理与前者相似，引入耦合电感是为了利用互感原理使电路的升压比增大。已知一个周期内电感磁通恒定，可以推导出中间抽头电感的DC-DC升压变换器升压比为其中为两个电感器匝数比，为开关管占空比，电感值，和是两个电感L1和L2的线圈匝数。此电路用多一个电感和互感作用使升压比提高到普通Boost升压斩波电路的1+ND倍，解决了电源电压低输出电压要求高时升压比不够的问题。但是，引入互感就会存在漏感能量的问题，功率等级越大也就伴随着越来越大的铜损和铁损，系统损耗越严重，同时引入电感线圈还带来整个系统体积增大、结构复杂、成本上升等缺点，对这种结构的使用形成限制。2.1.4 电容储能型Cuk电路拓扑分析图2-4 电容储能型Cuk电路普通Cuk变换器的优点是输入电流与输出电流纹波比较小，而且通过输入和输出的电感耦合，可以达到零纹波和体积小型化的效果。1996年，学者Edson Adriano Vendrusculo提出了一种新型Cuk变换器拓扑，如图2-4所示，其优点非常明显，首先是通过两个MOSFET可以同时独立控制输入输出电流，有利于后面并网的实施；2号MOSFET的寄生电容与吸收电容C2可以使2号MOSFET实现零电压关断，即软关断，减小了电路损耗。传统Cuk电路（没有MOSFET2、VD2）的输入输出电压关系是：这里是开关管MOSFET1的占空比，为电路输出电压。新增加的MOSFET2和VD2构成了另外一个充电回路，当电容C1不带电时可以给它充电。此时由C1上的充放电平衡得：这里是MOSFET1的占空比，是MOSFET2的占空比，和分别是输入输出电流平均值。输入电流由控制，输出电流由控制。这种电路结构的功能实现要求MOSFET1的占空比要大于等于MOSFET2的占空比。在忽略电路损耗的情况下，根据功率守恒定理可以得到：经过公式、公式推导得到电容储能型Cuk电路的升压比公式，从理论上推导证明其如同传统Cuk变换器，能够实现直流升压的功能。此外MOSFET2的寄生电容和附加的缓冲电容C2以实现这个开关管的零电压关断，有效的减小了开关损耗。输出电流给电容C2电且它的电压升高到U2，此时二极管VD2加正向电压开始导通，电压U2给VD1施加反向电压。当MOSFET1关断后，其端点电压为0。在MOSFET1开始导通之前，寄生电容C2由输入电流放电至零电压。MOSFET2的零电压导通是通过根据MOSFET1延迟一段时间再导通的规律来获得，但是此时MOSFET1的导通不具有零损耗的特点。另一个缺点是，电路中有两个二极管，增大了损耗；电路结构比较负载，控制信号复杂。电容储能型Cuk电路除了上述零电压开通关断减小损耗的优点以外，还具有电流纹波小、输出电压稳定等等诸多优点，而且两个开关管合作能够满足一定的的升压比，在电路结构上满足直流升压的要求。从控制方面考虑，电容储能型Cuk电路有两个开关管，可以实现分开控制输入电流和输出电流，这种特性给三种负载模式的控制环节的设计带来不小的方便，所以此拓扑结构比较符合本次设计的相关要求。本次系统设计中可以充分利用此电路的诸多优点，并针对本次设计要求加以改进，即前级MOSFET用于控制输入电流，后级MOSFET用于控制输出电压，这样就可以在实现不同电流下的负载模式控制的同时保证输出电压稳定在期望的母线电压，二者相互独立控制互不影响，控制方法的细节将在下一章详细叙述。2.1.5 比较分析与小结综合以上讨论的四种电路特性与优缺点做出总结如表2-1所示。表2-1四种DC-DC升压电路性能对比拓扑类型电路复杂程度损耗大小电路控制输出电流品质推挽电路Boost直流升压斩波电路较复杂简单大中两个开关管交替导通一个开关管控制输入差中中间抽头电感直流升压电路较复杂大一个开关管控制输入较差电容储能型Cuk变换器复杂小两个开关管分别控制输入输出较好表2-1清晰地展示了电容储能型Cuk电路除了具有电路比较复杂，升压比较低的缺点之外其他各项特性都胜过其他类型的直流升压电路拓扑，比较适合本次设计的系统的要求，所以确定采用电容储能型Cuk电路作为直流电子负载的前级电路，用于实现升压变换和负载控制功能。此外，直流部分用于电力变换的开关管选用功率MOSFET管，功率MOSFET管具有开关频率高、正温度系数、热稳定性好等优点，在对功率等级要求不高的场合非常适用。2.2 直流升压电路控制策略的设计本系统要实现3种负载模式：恒定电流模式、恒定电阻模式、以及恒定功率模式。其中，恒流模式下，电子负载只吸收一定的电流（由用户决定大小），不受输入电压影响；恒阻抗模式下，电子负载模拟纯电阻元件，输入电压与电流呈绝对线性关系；恒功率模式下，电子负载只吸收一定的电功率（由用户决定大小），不受输入电压影响。2.2.1 闭环反馈采用PID环节由于3种负载模式本质上都是维持某种参数恒定，所以不难想到采用带有负反馈的闭环控制，为了使整个反馈系统性能更加稳定，调整时间和超调量符合要求，考虑在负反馈回环引入PID环节。PID控制的优点主要体现在以下方面21：原理简单、结构简明、实现方便，是一种能够满足大多数实际需要的基本控制器； 控制器适用于多种截然不同的对象，算法在结构上具有较强的鲁棒性，确切地说，在很多情况下其控制品质对被控对象的结构或参数摄动不敏感。本系统输入电源为48V带20%最大频率300Hz的波动，电源电压是一个周期信号，而且变化趋势比较平缓，同时频率比较低，所以PID控制方法可以在这里应用，能够实现跟踪控制。具体控制结构就是在电源输入侧对直接或间接控制对象进行采样，然后与目标量对比，偏差通过PID控制器及其它处理最后形成开关管的控制信号通过占空比的调节将被控量控制在一定范围之内。2.2.2 三种控制策略的具体实现方案以恒定电流控制为例的控制电路模型说明。图2-5恒流控制电路图图2-5为以直流升压斩波电路作为示例的简单控制模型，采用输入电流作为采样控制对象，与期望电流对比再经过一个PID环节对MOSFET的占空比进行控制，从而通过一个闭环负反馈系统将电流控制在期望的范围。图2-6直流升压电路控制策略三种负载模式的实现思路大体相同，如图2-6，均是通过给定量直接或间接得到控制量参考值，再以之为依据实现闭环控制。A.定电流(CC)控制：通过实测电流与期望电流比较形成差值，通过PID控制器，控制开关器件通关断调节电流。B.定阻抗(CR)控制：U/I=R，电源即时电压U/期望阻抗R为即时参考电流，实测电流与之相比较的偏差值，通过PID控制器，控制开关管开通关断。C.定功率(CP)控制：期望功率P/电源即时电压U为即时参考电流，实测电流与之相比，通过PID控制器，控制开关管开通关断。最终形成的系统具有以上所述的三套控制回路，由一个三触点开关人为的控制在三种负载模式之间切换。2.3 电容储能型Cuk电路整体分析与仿真验证2.3.1 电路设计参数分析本系统采用电容储能型Cuk电路实现直流升压功能，电路如图2-4所示，此处将电源设置成一个有效值为48V的三相全桥整流电路整流得到直流源，其频率为300Hz，最大波动幅度上下20%，此处用于模拟一种不理想的电源情况，来验证三种负载工作模式的功能。升压原理前文已经讨论过，其中电感L1的作用是电压泵升，L1值设计过小达不到升压要求，过大则会导致电流达到稳态时间过长；电容C1起到储能和电压保持的作用，C1过小导致容量受限，过大对电压的变化阻碍较大；C2的作用为实现MOSFET2的零电压开通关断，不宜过大；电感L2作用是稳定输出电流，宜选择比较大的电感值。这些参数的选取都要比较适中，因为恒电流模式要求电流比较稳定，恒阻抗模式要求电流跟踪电压的变化，而恒功率模式却要求电流变化趋势与电压相反，这些都是由一套电路参数得到的，故选值时须兼顾三种情况做出比较合理的判断。此外，电阻R为设想的后级逆变电路的等效阻抗，通过合理计算选取适当值。参考电流的大小由升压时开关管占空比确定为一个范围。具体参数设置如下：首先为了满足升压比，MOSFET1的占空比被限制在一定的范围，这就导致输出电流的恒流也随之会有一个下限，本系统为35A，所以本系统的功率等级为至少1500W，升压比约为7.3，如此输出电流约在5A左右。电感L1需要满足两个条件：即使输入电流连续和满足电压泵升要求。根据电流连续的条件可以得到：其中E是直流电源电压（取48V），是开关管MOSFET1的占空比（取0.9），T是开关管MOSFET1的工作周期（取0.0001s），为电源输出最小功率值（取1500W），此时可以得到，此外，在恒流模式下，还需要保持电流的波动在2%以下，电感电流的波动公式为：其中为输入电流的波动幅度，按照设计要求为：，经计算得。但是这是恒流模式下的要求，恒阻抗、恒功率控制模式下电感要小一些。电容C1上的电压在计算时可以近似等效为输出电压Ud，根据输出电压品质要求可以得到：其中为电源输出最大功率（取2000W），为取350V，为电容电压波动幅度（取15V），可以得到。电感L2用来限制输出电压（电流）的纹波的，需要满足：其中为输出电流波动幅度（取），所以得到。电容C2为缓冲电容，用于实现MOSFET2的软关断，不必过大，取。综合以上的分析和计算，最终确定参数如下：电感L1为0.05H（恒阻抗、恒功率模式下要小些），电容C1为1200F，电感L2为0.4H，电容C2为1F。此外，后一级逆变电路的等效电阻R确定时令系统的功率等级在1500W-2000W，当输出电压为Ud=350V，此时对应输出电流，则计算出等效电阻阻值约为：则将输出等效阻抗设置为70。此时整个系统的结构和参数基本确定下来。2.3.2 三种控制策略的电路分析图2-7直流升压电路恒流模式控制策略如图2-7为恒定电流模式下的控制电路，MOSFET1通过反馈偏差信号控制导通关断达到稳定输入电流为期望值的目的；MOSFET2的应用做出一定的改进，将输出电压作为控制对象采用与控制电流相同的控制策略来得到相对稳定的直流母线电压。其中PID参数的设定主要是依据输出的电流电压波形进行调整，通过Kp、Ki参数优化输出的静态特性和响应时间。在本次设计中两个PID调节器的参数设置为Kp=1，Ki=0.1。图2-8 直流升压电路恒阻抗模式控制策略如图2-8为恒定阻抗模式下的控制电路，其作用原理与恒流模式基本相同，区别之处在于此处的参考电流不再是定值，而是由电源电压采样值与期望等效阻抗值Ro相除的结果，其他电路原理及参数与恒流模式完全相同，不再赘述。如图2-9为恒定功率模式下的控制电路，其作用原理也和恒流模式基本相同，图2-9直流升压电路恒功率模式控制策略区别之处在于此处的参考电流是由期望功率值Po除以电源电压采样值的结果，这样一来电源的电压和电流呈相反趋势变化，其他电路原理及参数与恒流模式完全相同，不再赘述。2.3.3 直流升压电路整体Simulink仿真验证为了验证所选方案的正确性和可行性，针对本文中设计的电路结构与控制策略，采用Matlab仿真软件中的Simulink工具进行了仿真研究。Matlab软件在对系统级的仿真中有着很大的优势，仿真速度和准确度都比较突出。其中Simulink是一个对动态系统进行建模、仿真和分析的软件包。它支持线性和非线性系统和离散数学模型，或者是两者混合的模型。运用Simulink工具搭建的电容储能型Cuk电路仿真模型，现以恒流模式为例如图2-10所示。图2-10 以恒流控制为例的电容储能型Cuk电路模型如图2-11所示为测试电源在仿真时搭建的内部结构，原理为6个相位依次差的正弦波取最大值等效得到的。图2-11 等效电源的内部拓扑按照上文的参数设定进行系统仿真，仿真结果波形如图2-12所示。图2-12 恒流模式电路的电源电压、输出电压、输入电流仿真波形仿真波形第一行为电源电压波形（单位：V），即模拟有效值为48V的三相整流电路得到的直流源；第二行为输出电压（单位：V），可见本电路可以在期望输入电流特定值时将输出电压控制在350V，上下波动小于5%；第三行为输入电流波形（单位：A），由结果可见，输入电流基本可以在电压波动的情况下稳定在设定的期望电流值附近，上下波动不超过2%。得到结果的不足之处在于系统达到稳态所用的调整时间过长，这也是为了兼顾系统稳态特性误差在要求范围内导致的。除此之外，几乎所有性能指标均能符合标准，验证了电路结构和控制策略的可行性。图2-13 恒阻抗模式电路的电源电压、输出电压、输入电流仿真波形如图2-13所示为恒阻抗模式下的波形结果，此处可以清晰看到第三行的输入电流与第一行的电源电压呈现相同趋势的变化规律，这样确保了二者的商即电源的输出等效电阻为一定范围内的恒定值。将二者相除得到的电源阻抗波形（单位：）如图2-14所示。图2-14 恒阻抗模式电路的电源接等效阻抗波形可见等效电阻阻值总体上来说比较稳定，稳态时上下波动控制在2%之内，符合系统设计要求，能够达到恒定阻抗控制模式的功能，验证了电路结构和控制策略的可行性。图2-15 恒功率模式电路的电源电压、输出电压、输入电流仿真波形如图2-15所示为恒功率模式下的波形结果，此处可以清晰看到第三行的输入电流（单位：A）与第一行的电源电压（单位：V）呈现相反趋势的变化规律，这样确保了二者的乘积即电源的输出功率（单位：W）为一定范围内的恒定值。将二者相乘得到的电源功率（单位：W）波形如图2-16所示。图2-16 恒功率模式电路电源的输出功率波形可见输出功率总体上来说也比较稳定，稳态时上下波动控制在2%之内，符合系统设计要求，验证了电路结构和控制策略的可行性。2.4本章小结本章首先对四种典型的直流升压电路拓扑作比较分析，在了解各电路的原理基础上比较优缺点，然后根据本次设计需求确立了电容储能型Cuk电路作为系统的前级拓扑，确定了电路元器件参数；其次设计了三种负载模式的控制策略，搭建了控制电路模型并分析其作用原理；最后对整个前级电路做了基于Matlab软件Simulink的仿真分析，得到了仿真波形，对电路结构和控制策略进行了验证，证明了可行性。第3章 逆变并网电路的设计并网逆变器的作用就是接在前级直流升压电路上，将得到的直流电压变换成交流电，同时完成将直流母线输出的功率并在电网上向电网输送功率的目的。此外，为了实现更好的逆变并网，并网电流的品质须符合并网系统对并网逆变器的要求22：(1) 正常运行时，并网系统与电网接口处的电压允许偏差应符合GB/T 12325的规定，为额定电压的+7%、-10%；(2) 系统并网时应与电网同步运行。电网额定频率为50Hz，系统并网后的频率允许偏差应符合GB/T 15945的规定，即偏差值允许为0.5Hz；(3) 并网系统的输出应有较低的电流畸变，以确保对连接到电网的其他设备不造成不利影响。其中，总谐波电流应小于逆变器额定输出的5%。各次谐波也应有一定的限制；(4) 当并网逆变器的输出大于其额定输出的50%时，平均功率因数应不小于0.9；(5) 系统并网运行时，逆变器向电网馈送的直流电流分量不应超过其交流额定值的1%。为了实现上述目的和标准，则需要设计合理的逆变电路结构和控制策略。3.1 并网逆变器电路拓扑结构设计3.1.1并网逆变器的结构图3-1 逆变器电路结构图本系统并网选择单相全桥逆变器，如图3-1所示。单相全桥逆变电路是逆变并网时应用最多的拓扑结构，电路原理简单，由1、3组开关管和2、4组开关管交替导通实现将直流电转化成交流电，幅值为直流母线电压值的方波。此电路不足之处在于所用电路元器件比较多，但由于其结构简单可靠并且易于实现各种功能，故将其作为逆变电路的主体结构。功率MOSFET管虽然具有开关频率高、正温度系数、热稳定性好等优点，但在逆变器的设计中，由于输出滤波电感的作用，使续流时间长，容易使MOSFET烧坏。因此选用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为开关元件设计逆变器电路。3.1.2 滤波器的选择单相全桥逆变电路输出的是等效电网正弦电压的SPWM波，含有较大的与IGBT开关频率有关的高次谐波，不能满足直接并网的电流品质要求，所以需要加一个滤波器结构。此外，滤波器还具有相位、有功无功交换等作用，做出归纳如下23,24： (1) 影响并网电流闭环控制的动、静态响应，而且制约着并网系统的输出功率、系统功耗、直流电压等；(2) 可以隔离电网电压和并网系统输出的逆变电压，通过控制逆变器输出电压的幅值和相位，可以实现对并网电流幅值和相位的控制；(3) 滤除逆变器输出的高频谐波电流，从而实现交流侧正弦波电流，保证单位功率因数的并网输出；(4) 在保证获得良好的并网电流波形同时，还可以根据需要向电网输送无功功率使并网系统获得了一定的阻尼特性，有利于控制系统的稳定运行。比较简单的滤波器比如单电感滤波器就具有一定的滤波效果，使用一个电感L就可以在一定程度上减小电路中流过电流的波动。但是这种单电感结构对于高频谐波的滤除能力较差，不能满足系统要求。所以本系统采用LC型滤波器，如图3-2所示。图3-2 LC型滤波器结构图LC型滤波器既有很好的电流电压转化性能，又有很好的去噪能力，常在独立供电中使用。下面讨论有关LC滤波器的设计问题，电感L的作用是抑制逆变器产生的高次谐波通过，电容C为逆变器产生的高次谐波提供旁路。理论上，只要L和C的值足够大，就可以使输出电压波形非常接近正弦波，但是，高压逆变器的输出滤波器必须综合考虑基波压降、有功损耗、电流谐波和谐振等问题，所以必须合理设计L和C的值，以达到期许的目的。系统的谐振频率为，逆变器输出电压的基波频率必须避开这一频率；同时与开关频率相关的载波频率必须大于这一频率，从而通过一个低通滤波器将谐波滤除。考虑到一定的裕量，设计谐振频率需要满足：其中基波频率为50Hz，等效载波频率设为8kHz，带入式中得到：进一步化简得到：综合考虑最终设定电容C为300F，电感L为1mH。3.1.3 并网侧变压器的应用经过滤波器得到的正弦电流已经符合并网要求，但是由于安全原因不能直接接在电网上，而是需要有电气隔离。所谓电气隔离，就是使两个电路之间没有电气上的直接联系。即，两个电路之间是相互绝缘的，同时还要保证两个电路维持能量传输的关系。这里采用普通双绕组变压器来实现电气隔离。普通双绕组变压器的一、二次侧所连接的电路之间是绝缘的。因此可以说，双绕组变压器的一、二次侧所连接的电路处于电气隔离状态。其隔离原理就是变压器的工作原理，是利用电磁感应定律工作的原理。变压器工作时，一次绕组通入交流电后，将在其铁心中产生交变磁通，交变磁通又将在一、二次绕组感应电动势。二次绕组感应电动势后就可向二次电路提供交流电压，当二次绕组带负载后有电流流过时，将对磁路的磁通产生影响，从而引起一次绕组的电流发生变化。虽然变压器的一、二次绕组之间没有直接的电气连接，但通过其磁路中的磁通变化，一次绕组的电能就可以传输给二次绕组。这就是变压器的工作原理，也是其一、二次绕组之间存在电气隔离的原理。3.2 逆变电路的控制策略设计逆变电路的控制在整个系统的运行中占有非常重要的位置。逆变电路的控制主要实现两项功能：第一，维持母线电压稳定和整个电路功率的输送与平衡；第二，通过控制开通关断使输出电流为完整正弦波，并且流入电网的电流波形与电网电压波形同相。首先，在并网系统中，如果逆变器的输出功率不能与被测电源输出的功率保持一致，那么这一功率差必然表现在系统的母线电压Ud上。即若被测电源的输出功率大于逆变器的输出功率，则Ud增加；反之则Ud减小。因此，中间环节母线电压Ud的值可以反映系统输入、输出功率的平衡状态。对逆变器而言，应使母线幅值稍高于电网电压的峰值311V，但过高或过低的得母线电压都是有害的，过低则无法将电能馈送电网，过高则增大了DC-DC电路和逆变器的负担，同时考虑到前级电路的升压比并不能达到太高，最终决定将直流母线电压Ud稳定在350V。其次，本系统采用直接电流控制方式，即把输入电网的电流作为控制对象25，目的是将并网电流控制成与电网电压同相的正弦波，功率因数接近1且谐波很小的程度。其中逆变并网控制模式主要有两种：滞环电流控制方式和固定开关频率的电流控制方式，其中滞环电流控制的优点是控制算法简单，固定开关频率控制模式的优点是开关频率固定，方便滤波器的设计。本系统设计选择了比较简单的滞环比较的电流控制方案26,27。3.2.1 滞环电流控制方式滞环控制是一种应用广泛的闭环电流跟踪控制方法，其主要优点是响应速度快，结构简单28。滞环控制单元同时具有两种功能，一是作为电流闭环调节器，二是起着脉宽调制的作用，将电流参考信号得出相应的开关指令信号。其工作示意图如图3-3所示。图3-3 滞环电流控制示意图滞环控制的工作原理为：将参考电流信号与实际送入电网的电流相比较，将差值送入滞环比较器。当时（H为滞环宽度的一半），逆变器输出高电平，则电流增大；当时，逆变器输出低电平，则电流减小。这样，使得并网电流始终围绕着参考电流波形曲线上下变化，且总是保持在一个滞环带中，其中环宽为2H。滞环电流控制方式具有较快的电流响应速度和良好的稳定性。此外，电流跟踪的动态偏差仅由滞环宽度H确定，不会随着电流的变化率变化而波动。控制算法简单。可以看出，这种方式中H的大小对电流的跟踪性能有较大的影响29。当H较大时，逆变器开关频率较低，对开关器件的开关频率要求不高，但跟踪的误差较大，输出电流中含有较大的高次谐波；当H较小时，跟踪的精度变高，同时器件的开关频率也随之提高，导致较大的开关损耗，严重地降低了系统的效率。经过仿真测试，当滞环宽度为0.1A时，开关管的开关频率约为5000Hz，二者均符合系统设计要求，故将滞环宽度设计为H=0.1A。3.2.2 电压电流共同控制方案如前所述，并网电流的控制方法为滞环电流控制方式，同时需要控制的还有直流母线电压，原因前文已经提到。所以并网逆变器的开关管控制信号由电压电流两种反馈信号为基准进行控制，即电压电流共同控制30。其中滞环电流控制方式是让输入电网的电流跟踪参考电流，参考电流首先由电网电压除以参考额定阻抗得到。以1、3组IGBT为例，当实际电流比参考电流大时关断，实际电流比参考电流小时开通，2、4组与之相反。这样就同时保证了电流的正弦波型和与电压同相两个问题。而母线电压控制要达到的控制目的是让整个电路功率平衡，即改变并网电流幅值的大小让输入功率等于输出功率，即当直流母线电压偏小时减小并网电流，直流母线电压偏大时增大并网电流，最终达到功率的平衡。具体的控制策略流程图如图3-4所示。图3-4 逆变并网的具体控制策略该控制策略的原理为：电网电压除以一个额定的阻抗R，即为标准情况下想要得到的并网电流；直流母线电压除以额定值得到一个增益系数，反映出直流母线瞬时电压的高低，当时该系数等于1即为标准情况。用这个系数乘以标准并网电流即得到该直流母线电压对应的标准并网电流，再与此时的实际电流比较，将误差经过一个PID环节和滞环比较器（H=0.1），得到一个占空比可变的PWM波，用于控制IGBT的导通和关断。3.3 逆变电路总体分析与仿真验证3.3.1 逆变电路总体分析图3-5 逆变器控制总图如图3-5为系统逆变器电路总图，较清晰地反映出电路结构与控制策略之间的关系。其中直流输出侧电容Ci的作用是稳定直流母线电压和缓冲作用，电路中的电感和电容均起到无功功率的循环和交换作用。Ci的取值不宜过小，否则直流母线电压易出现较大波动31，本系统取Ci为1000F。滤波器的参数设定前面已经讨论，变压器在选择时应使原副边线圈比为1：1，并且尽量减少磁损。PID参数设定为Kp=1，Ki=0.1。3.3.2 逆变电路总体Simulink仿真验证为了验证所选方案的正确性和可行性，针对本文中设计的电路结构与控制策略，采用Matlab仿真软件中的Simulink工具进行了仿真研究。如图3-6所示，搭建了由单相全桥逆变器连接LC滤波器的并网电路，其中用于电器隔离的并网变压器在仿真中被省略。由于单独模拟逆变部分时电源电压恒定，故控制电路中用于稳定直流母线电压的部分省去。电路中的元器件参数，控制参数如上文所述，并且同时在仿真中采用了powergui、有功功率、无功功率、电流谐波总畸变率THD等指标来分析和验证。图3-6 逆变电路系统仿真总图运行后得到了比较好的仿真结果，其中电网电压（单位：V）与并网电流的波形（单位：V）如图3-7所示。图3-7 电网电压与电网电流波形从波形清晰可见流入电网的电流呈完整的正弦波型并且