全桥式小功率开关稳压电源设计..doc

洛阳理工学院毕业设计（论文）全桥式小功率开关稳压电源设计摘 要随着全球对绿色环保问题的不断关注和开关电源在电气电子各个领域中的优良表现, 社会对其的需求量在不断的加大, 开关电源也因为其高效率、小体积、轻重量等多方面的优势在很多领域逐步取代了传统的连续工作的线性电源，但同时人们对这种电源的效率、体积、重量、功率因素及可靠性等方面提出了更高的要求。目前，开关技术的研究热点主要有新型高频高功率半导体器件开发，外围新器件的开发，同步整流技术优化，电磁兼容优化，高性能数字控制，拓扑结构和参数的最优化，低电压，大电流电源的开发等方面。随着研究的不断深入和电力电子技术的迅速发展，开关电源的工作频率，效率将不断提高，体积将不断减小，性能将更加稳定，品种也将越来越多。本文介绍了一款基于UC3825的小功率移相全桥零电压软开关控制方式的开关稳压电源，采用市电供电，带隔离变压器，给出了DC-DC变换器、PWM控制及驱动电路的详细设计方法及设计思路,该开关稳压电源效率高，输出电压稳定，电路设计较完善，性能稳定。 关键词：开关电源，移相全桥，软开关技术 Design of Bridge Type Small Power Switching Power Supply ABSTRACTWith the global keeping attention on the problem of environmental protection and the switching power supply has good performance in all fields of electrical and electronic, the demands of switching power supply keep increasing. Because of its high efficiency, small size, light weight, and many other advantages, the switching power supply gradually replace the traditional linear power in many fields. But people need higher requirement for the efficiency, volume, weight, power factor and reliability of the switching power supply. At present, the main research of switching technology focus on development of new high-frequency high-power semiconductor device and new external devices, the optimization of synchronous rectification technology and electromagnetic compatibility, high performance digital control, topology and parameter optimization, low-voltage and high-current power supply development and so on. Along with the deepening of the study and the rapid development of power electronics, switching power supplies operating frequency, efficiency will continue to increase, the volume will continue to decrease, the performance will be more stable, the variety will be more and more. The thesis describes a switching power supply with low power phase-shift full-bridge zero-voltage soft-switching control based on UC3825,with electricity supply of 220V and isolation transformers, DC-DC converter, PWM control and drive circuit of the detailed design methods and design ideas is given, the power supply has high efficiency, stable output voltage. It is a perfect circuit design with stable performance.KEY WORDS: Switching Power Supply， Phase-shift Full-bridge， Soft-switching Technology5目录前言1第1章 绪 论21.1 本文的设计任务21.2 本文的设计方案2第2章 软开关技术62.1 软开关的定义62.2 软开关的分类62.3 全桥移相控制方式6第3章 PWM控制芯片UC3825103.1 UC3825简介103.2 UC3825的基本特性103.3 UC3825的工作原理11第4章 主电路的选型与设计154.1 开关电源主电路的结构设计154.2 主电路主要参数的计算164.3 高频变压器的计算与设计184.4 隔离变压器与整流电路的计算与设计204.5 输入滤波电路的计算与设计224.6 输出滤波电路的计算与设计234.7 主开关元件计算与选型234.8 吸收电路的设计24第5章 控制电路的设计与计算265.1 控制电路的设计265.2 锯齿波电路的参数计算275.3 电压反馈比较电路的参数计算275.4 过流保护电路的设计295.5 控制输出电路的设计315.6 软启动电路的设计315.7 软开关电路的设计325.8 控制电路电源的设计335.9 电路结构总图（附录）33结论34谢 辞35参考文献36附录37外文资料翻译38前言能源问题在全球越来越受到重视，人们对电子产品的能耗问题也变得愈来愈关注，怎样提高供电效率，降低功耗成为一个需要迫切解决的问题。而传统的线性稳压电源电路存在着效率低、体积大、消耗铜铁量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研制出开关式稳压电源。开关式稳压电源1简称开关电源（Switching Mode Power Supply，SMPS），起调整稳压控制功能的器件始终工作在开关状态。开关电源技术属于电力电子技术，它运用功率变换器进行电能变换。随电力电子技术在半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、发热量低、效率高、纹波小、噪音低等优良特性广泛应用在诸如计算机、电视机、摄像机、游戏机等电子设备上。20世纪50年代，美国宇航局为搭载火箭开发了重量轻、小型化开关电源。1955年美国人罗耶发明了自激震荡晶体管单变压器的推挽DC-DC变换器，开始了开关电源的实际应用研究。1957年查赛发明了自激推挽双变压器变换器。1964年美国人正式提出没有工频变压器的开关稳压电源的思路，并在1969年成功研制了25KHz的开关变换器电源2。20世纪70年代开始，开关电源因体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。但就在这个时期研究人员同时也认识到了开关电源中硬开关的不足，开始了对软开关技术进行研究。全谐振变换器技术就是在70年代最先出现的工作模式。接着在20世纪80年代中期出现了准谐振和多谐振变换器技术，末期又发明了零开关变换器技术。20世纪90年代初出现零转换技术。到了21世纪，人们考虑到开关电源的节能和低污染，功率因数校正（PFC）技术产生了，并得到了很广泛应用。随着软开关技术、高频开关器件技术的出现，开关电源技术正向高效率、高频率、轻便化的方向上迅速发展。目前，开关电源已成为当今电力和电子产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。国内外对开关电源技术在不同领域都有了很多新的研究热点。第1章 绪 论1.1 本文的设计任务本设计做的是一个小功率带变压器隔离的全桥式开关电源，供电电源采用市电。设计的主要内容是开关电源的主电路和控制电路，和其他的一些辅助电路。开关电源需要满足下列指标要求：（1）输出电压U0可调范围：20V50V；（2）最大输出电流I0max：4A；（3）I0从0变到4A时，负载调整率SI5%（U2=36V）；（4）输出噪声纹波电压峰-峰值U0PP1V（U2=36V,U0=40V,I0=4A）；（5）DC-DC变换器的效率 70%（U2=36V,U0=40V,I0=4A）；（6）具有过流保护功能，动作电流I0(th)=4.50.2A要求设计出电路图，包括主电路、控制电路以及选用相应的元器件（参数设计）。1.2 本文的设计方案开关电源一般是由变压器，整流滤波电路，DC-DC变换器，控制电路，保护电路等电路构成。本设计的核心部分，进行功率变换的DC-DC变换器，采用全桥式变换电路，此外还有软启动、过流保护、噪声滤波等电路。通过资料的查阅，设计出了元器件参数，然后选择合适的器件，设计出完整的电气原理总图，如图1-1所示。图1-1 开关电源的电气原理总图1. 全桥式DC-DC变换器。全桥式DC-DC变换器1的电路结构如图1-2所示，电路中有四个开关管Q1，Q2，Q3和Q4，其中，Q1和Q4同时导通，Q2和Q3同时导通，并且两组开关管轮流导通半个周期。这样在高频变压器的副边绕组两端分别形成相位相反的交流电压，Q1，Q4导通时，二极管D5处于导通状态，Q2，Q3导通时，二极管D6处于导通状态，在负载端形成矩形电压脉冲，因此通过调整Q1和Q4，Q2和Q3两组开关管的的导通时间就可以调整输出电压的占空比，从而调整输出电压的平均值，达到稳定输出电压的目的。图1-2 全桥式DC-DC变换器2. 隔离变压器和整流滤波电路3。本文设计的开关电源变压整流电路如图1-3所示，先把220V的市电通过隔离变压器转变成36V的交流电，对电网中的杂波、瞬间过电压进行过滤吸收。再通过桥式电路，将36V交流电转变成波动的直流电，然后经电感电容进行滤波，从而得到平稳的直流电压，为DC-DC变换器供电。图1-3 整流滤波电路 3. PWM控制电路。本文设计的控制电路是由两片UC3825为核心组成的脉宽控制电路，如图1-4所示，控制芯片通过内部震荡电路、电压比较电路等其他相关电路，能够使其输出端输出控制电压，每块芯片电路输出两路，然后通过变压器隔离驱动功率管交替开通和关断，产生高频的开关电压，进而驱动高频变压器进行电压的变换。此电路还设计反馈电路，将输出电压的大小变化反馈到UC3825中，使芯片通过检测输出电压的变化调整脉宽的占空比，从而能够精确地调整输出电压值，达到稳压的效果4。图1-4 PWM控制电路4. 阻容吸收装置。因为此开关电源中的电源采用220V的市电，而市电电网中很容易会产生瞬时过电压，这种过电压如果通过隔离变压器耦合到开关电源中，会对开关电源中的器件产生影响，严重时会烧毁器件，所以在变压器的输入端要设置阻容吸收装置4。同时，基于电路中电感的存在，四个功率管开关的时候，会在器件的两端形成很高的过电压，这样的过电压也很可能会超过器件的耐压而使器件被击穿，造成不可挽回的后果，所以，在四个功率管的两端也应设置阻容吸收装置。此外在输出端上的整流二极管，同样因为电感的存在而产生过压，也需要在整流二极管两端设置阻容吸收装置。5. 输出滤波电路。输出滤波是将高频变压器产生的矩形波电压通过电感电容滤波，得到平稳的输出电压供给负载5。本设计使用倒L型滤波电路，通过计算选型能够得到十分稳定的输出电压。6. 过流保护装置。根据设计任务的要求，该开关电源需要具备过流保护功能，动作电流I0(th)=4.50.2A。本设计中，为了实现过流保护功能，在输出电路中串联一个小电阻，通过小电阻检测输出电路的电流，进而反馈给PWM控制芯片，当输出电流超过设定值，控制芯片即封锁输出脉冲，从而实现过流保护的作用。7. 开关电路的优化，软启动和软开关电路。以上部分组成的开关电路，能形成最基本的开关功能，其输出电压就能够十分稳定。但是，在实际应用中还有很多不足，最主要的是开关损耗，而且频率越高损耗越大。另外，在整个电源通电的一瞬间，由于电路中的电容以及受控制电路的影响，电路中会产生很大的冲击电流，此冲击电流会对器件造成很大的影响，所以我们采用软启动电路和零电压软开关电路来抑制电路上电时的冲击电流。洛阳理工学院毕业设计（论文）第2章 软开关技术2.1 软开关的定义因为功率开关管的开通和关断过程在实际中不是瞬间的，是需要一定时间的，所以功率管在开通和关断的时候电压和电流都不为零，会产生损耗，此损耗称为开关损耗，并且其损耗会随频率增高而增大，制约了开关电源的高频率化。“软开关”就是能使开关功率管在其两端的电压为零时导通，或是使流过开关功率管的电流为零时关断的控制方法，是与“硬开关”相对而言的。这种方法大大的减少了传统的硬开关的开关损耗，从而提高了功率变换器的传输效率。最理想软开关的开关损耗可以为零6。2.2 软开关的分类软开关分为软开通和软关断，软开通又有零电压开通和零电流开通，当然软关断也有零电压关断及零电流关断7。1. 零电压关断是开关功率管在其两端的电压是为零时实行关断。其器件中的电流直到下降到断态值后，两端的电压才会经通态值下降到断态值，从而使开关器件截止。2. 零电流关断是开关功率管中的电流从通态值下降到零后，其端电压才从通态值上升到断态值，从而使开关器件截止。3. 零电压开通是开关功率管在其两端的电压为零实行开通时。其器件中的电流由断态值上升到通态值，进而开关器件开通。4. 零电流开通是开关功率管在其电流为零实行开通。其端电压经断开值下降到开通值后，其中的电流才会由断开值上升到开通值，使开关器件导通。2.3 全桥移相控制方式近年来，在全桥变换器中使用最多的一种软开关控制方式是结合了谐振变换技术和PWM技术的移相控制方式8。主要有超前桥臂和滞后桥臂均实现零电压开关的零电压开关方式，超前桥臂和滞后桥臂均实现零电流开关零电流开关方式，超前桥臂实现零电压开关, 滞后桥臂实现零电流开关的零电压零电流开关方式的3 种方式。图2-1 移相全桥零电压软开关电路本设计采用移相全桥零电压软开关，此电路简单，只是在一般的全桥电路上增加了一个谐振电感9，电路的主要结构如图2-1所示。这种电路控制方式的特点为在一个开关周期TS内，每一个开关功率管导通的时间都略小于TS/2，而关断的时间都要略大于TS/2。即使是同一个半桥中上下两个开关管也要不同时处于通态，这使得每一个开关功率管由关断到另一个开关功率管的开通都必须要留有一定的死区时间。对于互为对角的两对开关管S1-S4和S2-S3，开关管S1的波形要比S4超前0TS/2时间，开关管S2的波形比S3超前0TS/2时间，所以称S1和S2为超前的桥臂，而称S3和S4为滞后的桥臂。移相全桥零电压控制方式的谐振元为开关管的并联电容（C1、C2 、C3、C4）和串联电感（Lr）。四个开关管依次在零电压下导通是通过电感储存的能量对开关管的两端并联的输出电容充放电来实现的。其工作过程如图2-2所示。图2-2 移相全桥零电压软开关工作过程t0t1时段：S1与S4都导通，直到t1时刻S1关断。t1t2时段：t1时刻S1关断后，C1、C2与Lr构成谐振回路，谐振开始时uA(t1)=Ui（图2-1中A点的电压），在谐振过程中，uA不断下降，直到uA=0，开关管寄生的反向二极管VDS2导通，iLr通过VDS2续流。t2t3时段：t2时刻S2开通，由于VDS2导通，因此S2开通时电压为零，开通过程中不会产生开关损耗，S2开通后，电路状态也不会改变，继续保持到t3时刻S4关断。t3t4时段：t4时刻开关S4关断后，C3、C4与Lr构成谐振回路，谐振过程中iLr不断减小，B点（如图2-1）电压不断上升，直到开关管寄生的反向二极管VDS3导通；这种状态维持到t4时刻S3开通，S3开通时VDS3导通，因此S3是在零电压的条件下开通，开通损耗为零。 t4t5时段：S3开通后，iLr继续减小，下降到零后反向，再不断增大，直到t5时刻iLr=IL/kT，iVD1下降到零而关断，电流IL全部转移到变压器副边的整流二极管VD2（如图2-1）中。 t0t5时段正好是开关周期的一半，而在另一半开关周期t5t0时段中，电路的工作的过程与t0t5时段完全对称。从以上分析，可以得到以下结论：全桥逆变电路其开关器件能在零电压的情况开通，是通过谐振电容（与开关管并联的电容）和谐振电感（串联电感）的谐振作用，当谐振电容电压过零是，开关管内部寄生的二极管开通，将漏源两端的电压钳制为零伏，此时将开关管开通，变为零电压开通。使开关管的损耗在理论上几乎为零10。第3章 PWM控制芯片UC38253.1 UC3825简介UC3825是一款针对开关电源的高频率高效率PWM控制芯片，它使用电压控制模式，其最高工作频率可达1MHz，带有基准电压输出、软启动和过流保护模块。其脉宽比较器的输入端可以用负载输出的电压信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。使用UC3825的开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都较高。因此UC3825是比较理想的PWM控制芯片11。3.2 UC3825的基本特性UC3825的各引脚的功能：（1）引脚1（INV）：闭环系统中接反馈信号，为误差放大器反相输入端，用于形成电压比较电路。（2）引脚2 (NV)：此脚为与INV端行比较的误差放大器同相输入端。通常是设置的基准电压。（3）引脚3（E/A Out）：与INV端构成比例积分反馈电路的误差放大器的输出端。（4）引脚4（Clock）：两片PWM芯片链接运行时，提供给芯片同步时钟信号的时钟输出端。输出与震荡频率一致的时钟信号。（5）引脚5和引脚6 (CT和RT)：这两脚设置芯片的工作时钟，通过接不同的电容和电阻，形成不同的锯齿波信号。（6）引脚7（Ramp）：此脚为斜坡补偿端。（7）引脚8 (Soft Start)：此引脚接一个电容，在整个电路上电时可以抑制电路的冲击电流，为软启动端，有保护功率元件的作用。（8）引脚9 (ILIM/SD)：此引脚具有过流保护的功能，只要将输出电流反馈至此端，当电源输出短路情况或者输出电流过大出时，即一旦超过内部设定值，芯片可以迅速封锁输出，让整个电路处于关闭状态。（9）引脚10，引脚13和引脚15（Gnd，Pwr Gnd和Vcc）：这些脚分别接信号地，功率地，和电源电压。（10）引脚11和引脚14（Out A和Out B）：这两脚输出互补的高低驱动脉冲信号。（11）引脚13和引脚16 (Vc和Vref)：引脚13是为了能够获得足够的驱动能力或者配合不同的驱动电压等级设置的驱动电路的电压输入端，设计者可以随意调整。引脚16为稳定的5.1V基准电压输出端。UC3825具有的特点：（1）既能作为电压型控制器，也可作为电流型PWM集成控制器。（2）实际工作开关频率高达1MHz。（3）传输延迟时间为50ns。（4）双推挽大电流输出，峰值可达1.5A。（5）内部有宽频带误差放大器。（6）双脉冲抑制和完全锁存的逻辑电路。（7）电流脉冲的逐个限制。（8）最大占空比的设置和上电软启动。（9）精度高达1%的参考电压。（10）1.1mA的低启动电流和欠电压时的锁定。3.3 UC3825的工作原理UC3825的内部电路包含多个功能的子模块，有锯齿波和时钟产生，误差放大与比较，电源和内部故障检测，软启动，过流保护和输出逻辑控制驱动等模块，框图如图3-1所示。图3-1 UC3825的内部电路框图1. 锯齿波和时钟产生模块。此模块的逻辑电路如图3-2示。引脚5接芯片内部3V的稳定电压，引脚6接芯片内部的一个恒流源。如果引脚5和对地端接上一个电阻，电阻上就会流过电流Ir，芯片内部经过检测引脚5上的电流而产生一个与之一样的恒定充电电流Ic=Ir。如果在引脚6和对地端接一个电容，这个充电电流Ic就对电容C进行恒流充电，CT端电压就会呈线性的斜坡增加（如图所示），在刚开始的时候，引脚6端电压较低，与之连接的电压比较器输出为低电平，图中的两个三极管截止。可是当引脚6端的电压大于迟滞比较器的预定值时，电压比较器的输出跳变为高电平，使两个三极管迅速开通，与引脚6连接的三极管使电容C中的电荷迅速释放，与引脚4连接的三极管开通，Clock端就输出高电平。当外接电容的电压降至使迟滞比较器的输出为低电平后，两个三极管截止。然后外接电容重新进行恒流充电，电路进入下一个工作周期，线性度良好的锯齿波信号就是在这样过程中不断产生的11。图3-2 锯齿波和时钟产生电路2. 误差放大与比较模块，此模块构成如图3-1示，由引脚1,2,3连接成的一个反相误差放大器和一个电压比较器组成。电压比较器通过误差放大器将电路输出的电压信号转换后与引脚7接入锯齿波电压相比较，随之输出高低电平。由此可得：比较器输出的高低电平时间是由误差放大器的输出电压与锯齿波电压相比较决定的。若误差放大电压越小，比较器输出的高电平时间越长，反之越短。由此就形成了工作波形如图3-3示的基本PWM控制功能12。3. 电源欠压保护和内部故障检测模块。如图3-1方所示，两个电压比较器组成了此模块的功能。电源欠压保护通过输入电源电压与一个9V的稳定电压进行比较实现，内部故障检测通过由稳压器得到的基准电压与一个4V电压进行比较实现。只有当电源电压和基准电压都正常稳定时，后方电路才正常工作，从而使芯片正常工作。如果有一个电压不稳定，后方电路就会使输出驱动电路停止工作，从而达到保护主电路的目的1。4. 软启动模块。因为整个电路刚上电的瞬间，电路输出电压值很小，反馈给给误差放大电压值比较大，误差放大的电压接近饱和，进而使输出端的占空比接近最大，使驱动电路输出电压极高，形成很大的冲击电流，很有可能会损坏开关器件。软启动模块是就是在引脚8外接一个充电电容，使该脚上的电压不能突变为0V。在电路刚上电时封锁了误差放大器的电源地，使误差放大器在这一瞬间丧失作用。然后芯片内部的恒流源持续对引脚外接的电容进行充电，使“inhibit”三极管基极电压逐渐升高，使之逐渐导通，进而使误差放大器逐渐获得电源进入工作，输出电压也随着逐渐升高。经过一定时间的充电，三极管完全导通，此时电路输出电压已经升高到一定程度，误差放大器进入正常工作状态。5. 过流保护模块。此芯片引脚9与内部的一个电压比较器相连，可以将外部电路输出采样到的电流信号通过电阻变成电压信号，然后通过引脚9与一个1V电压进行比较，只要比较电压大于1V，电压比较器就输出高电平，进而封锁驱动输出电压，实现限流13。如果之后输出电流还在不断增加，反馈的电压信号增大至1.4V时，则另一个电压比较器就会跳为高电平从而进一步封锁驱动电路的脉冲，实现二次保护。6. 输出逻辑控制驱动模块。逻辑控制电路由一个电压比较器，若干个或非门，SR锁存器和T触发器组成。首先，误差放大器输出的误差电压（Ue）与引脚7的锯齿波电压比较，形成脉冲宽度与比较电压的大小成比例的方波电压（图3-3Ua波形），此方波信号通过SR锁存器和一个或门，将信号传递入T触发器中。根据Ua波形的脉冲频率，T触发器的输出波形如图中Q和Q非所示，这两个脉冲电压能控制两个输出端的或非门，使他们相继开通，并且两个输出在同一个时刻不能同时导通。这种相继导通的驱动方式，正是全桥式DC-DC变换器所需要的驱动方式，这样，通过芯片内部各个模块，该芯片能够通过检测电路输出电压的大小调整驱动电路脉冲的占空比，从而调整电路输出的电压平均值，达到稳压的作用。图3-3 UC3825内部工作波形14 第4章 主电路的选型与设计4.1 开关电源主电路的结构设计本设计按照要求的目标完成一个交流输入采用市电供电，带隔离变压器的全桥式开关电源，要求其输出电压调整范围为20V50V，最大输出电流4A，开关电源的效率70%。现拟采用图4-1所示的电路图，它由变压整流，输入滤波，全桥式DC-DC变换器和输出滤波电路组成，现分析其具体工作原理。图4-1 开关电源主电路图整个电路由交流220V的市电供电，通过一个熔断器FU和电阻R11电容C33输入隔离变压器T1。熔断器FU的主要起短路保护的作用，电阻R11和电容C33共同组成了输入变压器的阻容吸收装置，能够吸收电网的瞬间过电压，保护变压器。隔离变压器将220V电压转换成36V交流电，经过D1D4组成的桥式整流电路，形成脉动的直流电压。图中的电感L1和电容C1共同组成了倒L型滤波电路，主要对脉动的直流电起滤波作用，这样就得到了平稳的直流电压供给DC-DC变换器。四个开关管Q1，Q2，Q3，Q4和高频变压器共同组成了全桥式DC-DC变换器，通过Q1、Q4和Q2、Q3两组开关管的轮流导通，在变压器副边绕组两端分别形成相位相反的交流电压，经过二极管D5和D6整流，然后经一个倒L型滤波电路，得到稳定的输出电压。在电路工作时，四个开关管工作在高速开关状态，因为电路中电感以及高频变压器漏感的存在，在开关管关断瞬间会产生很高的冲击电压，所以在每个开关管边并联一个阻容吸收装置，用于吸收过电压14。4.2 主电路主要参数的计算1. 高频变压器次级输出电压。本设计要求输出电压U0为20V到50V可调，最大输出电流I0为4A，同时，为了不使两组开关管Q1，Q2或Q3，Q4同时导通而发生短路的情况发生，必须设置一定的死区时间，即设置一组开关管的最大占空比，这里定Dmax=39%。所以，高频变压器的次级输出电压应能够在最大输出占空比的情况下能够保证，并且不能忽略二极管的压降，即： （4-1）式中为整流二极管D3和D4的压降，取1V。2. 高频变压器初级输入电压。隔离变压器次级输出的交流36V电压经桥式整流和倒L型滤波，得到稳定的直流电压，考虑10%的线路损耗，这样就可以得到高频变压器初级输入电压，即： （4-2） （4-3）式中：为MOSFET的导通压降，通常取为2V。由此可得高频变压器的匝数比： （4-4）3. 输入功率和输出功率。根据电路的最大输出电流和最大输出电压，可以得出电路的最大输出功率，即： （4-5）电源电路的输入功率等于开关电路的输出功率加上电路的损耗及控制电路所消耗的功率，可近似的当作线路的总体损耗来计算，考虑10%的电路损耗，得: （4-6）其中：，。4. 开关电路的工作频率。基于人的听力范围为20Hz到20kHz，开关电路工作频率应大于20kHz。因为开关电路工作时，频率如果低于20kHz的话，高频的噪声就会被人体感觉到，造成不良的影响。再者，开关频率的提高能够减小滤波电感电容的大小，以及高频变压器的体积，从而使高频率的开关电源能够做的很小。通过图3-3的芯片工作电压波形可以发现，芯片震荡频率为芯片实际输出的驱动电压波形频率的两倍。所以在设置芯片的工作频率就要使其为大于40kHz，因为电路在有一个周期驱动是不工作的。从芯片资料可知UC3825是实际工作频率可以达到1MHz的高频率的PWM控制芯片，能完全满足设计的要求。基于频率越高，开关损耗越大的考虑，这里初定芯片工作频率为80kHz。由图3-3的锯齿波形成电路可以得出，充电电容的放电可以近似看成是恒流放电，从芯片资料中查得其放电电流为10mA，这样就可以算出充电电阻及电容的值： （4-7）由于没有的电阻供选择，取 （4-8）由于没有10.4nF的电容器供选择，取的容量为10nF，则电路的实际工作频率为： （4-9）可得开关管的工作频率为 ，满足设计要求。4.3 高频变压器的计算与设计开关电源的核心部分，承担了主要功率变换的作用是高频变压器，全桥式DC-DC变换器实际上就是一个中心带抽头的高频变压器。因为开关电源的工作频率远远大于工频，本设计中已经达到了83kHz，它的工作状态不同于普通的工频变压器。其磁性的材料，绕组都需要重新计算和设计。1. 变压器磁芯的选择。因为变压器在高频开关状态下工作，为了变压器磁芯能在这种高频率的工作电压下能快速恢复，就要求其具有很好的去磁能力，还有工作的磁滞回线包围的面积要尽量小。于是，本设计选用TDK公司生产的PC40型铁氧，它是低磁导率的铁氧体磁芯，具有优良磁导性能，可以适应高工作频率、宽范围工作电压、大功率输出，而且具有适用范围广、热稳定性能高等特点。输出功率很大程度上决定了磁性的大小型号，电路的输出功率越大，磁芯的体积也就越大，本设计要求的输出功率P0=200W，所以需要计算磁性的最大输出功率来确定磁芯的大小型号15。根据EI型铁氧体磁芯的外形尺寸，接下来计算各种型号磁芯的输出功率，通过查资料得工程上，可以根据式（4-10）进行近似计算。 （4-10）式中：m为系数，对于推挽式电路取3.2；f为变压器开关的频率，单位Hz；Ae为磁芯有效面积，单位CM2；AW为磁芯的窗口面积，单位CM2。Ae为磁芯的有效截面积，AL为磁芯无气隙时的等效电感，Le为磁路长度。选择EI50型磁芯进行计算，通过查表查得：，由式（4-10）算得：通过以上计算可以得出：本设计选用EI50型铁氧体磁性就可以满足电路输出功率的要求。2. 变压器初级绕组匝数。变压器初级绕组的匝数与最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为： （4-11） 式中，S为磁芯的有效截面积（mm2），为开关管的最大导通时间（s），为初级输入的最小电压。由氧体磁芯的B-H特性曲线，设定变压器的工作温度为100，此时铁氧体磁芯的饱和磁通B=0.4T，为使变压器工作在线性状态下，其B-H曲线要呈线性状态，一般取。由式（4-11）和式（4-12）求得变压器初级绕组匝数N1： （4-12）3. 变压器次级绕组匝数。由式（4-4）求得的匝数比可以得到变压器的次级绕组匝数N2： （4-13）由此可以得出，高频变压器的初级绕组绕8匝，两个次级绕组各绕19匝，就能够满足设计要求。4. 绕组导线规格。确定了变压器的初级和次级绕组匝数，接着就要确定绕组导线。一般频率高于20kHz的变换器，因为集肤效应的存在，导线的交流电阻变大了，并且电流密度在导线截面上分布十分的不均匀，越靠近导线的表面，电流密度越大，电流大都集中在导线的表面，从而导致导线的等效导电面积变小，随之而来的功率损耗也就增大了，因此减小集肤效应的影响的最佳方法就是采用较细的导线。但是导线如果选择过细因，变压器工作发热量会增大，温度也会升高，进而使变压器的损耗增大。当然导线如果选择过粗，不仅会浪费材料，而且会更加增强集肤效应。因此根据变压器的工作情况来选择变压器绕组导线粗细是最佳的。本设计采用多股细导线并绕的方式，这样不仅可以减小温升和损耗，也能减小集肤效应。多股导线并绕时的导线直径可由下式计算得： （4-14） （4-15） （4-16）式中：各绕组导线所需截面积（mm2）各绕组导线直径（mm）n股导线并绕时绕组导线直径（mm）各绕组有效电流（A）J电流密度，一般取3-5（A/ mm2）本设计取绕组有效电流为变压器输入峰值电流Ii=10.32A，电流密度取5A/ mm2，同时采用5股铜线并绕，由式（4-13）（4-14）（4-15）求得：由求得数据可以得出结论，高频变压器的绕组绕制时，选择5根导线直径为1mm的漆包线并绕，能够减小变压器集肤效应的影响，并且能够满足变压器工作时的功率耗散要求，将变压器温升控制在一定范围内。4.4 隔离变压器与整流电路的计算与设计1. 隔离变压器的选择。根据式（4-6）计算所得的电源输入功率，选择隔离变压器，并留一定的裕量。考虑到普通工频变压器的功率选择有限，选择一个次级输出电压为36V，输出功率为400W的普通工频变压器即可。2. 整流二极管的选型。整流二极管的选型依据主要是二极管的反向耐压和平均整流电流，因为二极管的工作状态是频繁的在导通与截止间切换的，当在二极管上加反向电压时，二极管截止，若二极管的反向耐压不够，在这个时候就会被击穿使变压器次级短路，烧毁变压器。而二极管的平均整流电流是表征二极管通流能力的数值，在这个电流值以下工作，二极管的温升能够控制在一定范围内，不至于烧毁二极管。本设计采用桥式整流电路，每组二极管有半个周期处于导通状态。考虑开关电路的最大工作占空比以及高频变压器的最大输入峰值电流，可求得整流二极管的平均整流电流： （4-17）按照平均整流电流的23倍选择二极管的平均整流电流标称值，即： （4-18）根据隔离变压器的输出电压峰值可以确定整流二极管的反向耐压： （4-19） （4-20）根据以上计算，可以选取反向耐压大于100V，平均整流电流大于6A的整流二极管。本设计选用P600B型普通整流二极管，其平均整流电流为6A，反向耐压为100V，满足设计需要。3. 熔断器计算与选择。熔断器主要起短路保护的作用，隔离变压器一次侧的熔断器的电流计算公式如下： （4-21）本设计选用26982 FNQ-R-1.3 1.3A/600V，电流为1.3A，耐压为600V。4. 阻容吸收装置的设计与计算。市电电压输入隔离变压器前需经过R11和C33组成的阻容吸收装置，以吸收电网中的过电压，保护变压器。阻容吸收装置的计算公式如下： （4-22） （4-23） （4-24） （4-25）由此可得变压器的阻容吸收装置的值，本设计使用容量为2.2，耐压为600V的高耐压铝电容。电阻值取为300，6W的。5. 高频变压器次级整流二极管的选择。高频变压器次级整流二极管的工作情况较前者有一些区别，主要在于其工作的频率。普通整流二极管的工作频率为工频50Hz，对二极管的反向恢复时间没有大的要求，而高频变压器整流二极管工作频率为几十kHz，这样的工作频率对二极管的反向恢复时间有一定的要求，要求其为快速回复二极管，平均整流电流和反向耐压可以按照输出电流和电压设定。本设计选用CTL12S型快恢复二极管，其正向平均整流电流为5A，反向峰值电压为200V，反向恢复时间为0.05。4.5 输入滤波电路的计算与设计交流电经过整流电路整流之后，其方向变成直流了，但是大小（电流强度）还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般是不能直接使用的。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要增加滤波。滤波的任务，就是把整流器输出电压中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒稳的直流电。滤波电路用于滤去整流输出电压中的纹波，一般由电抗元件组成，如在负载电阻两端并联电容器C，或与负载串联电感L，以及由电容、电感组合而成的各种复式滤波电路。常用的结构有电感滤波电路和电容滤波电路。本设计使用电感滤波电路，当通过电感线圈的电流增加时，电感线圈产生自感电势阻止电流增加，同时将一部分电能转化成为磁场能量储存于电感中；当电流减小时，自感电势阻止电流减小，同时将电感中的磁场能量释放出来，以补偿电流的减小。利用电感储能作用可以减小输出电压和电流的纹波，从而得到比较平滑的直流。电感滤波的特点是，整流管的导电角较大（电感L的反电势使整流管导电角增大），无峰值电流，输出特性比较平坦。其缺点是由于铁芯的存在，体积大，易产生电磁干扰。一般只使用于低电压、大电流场合。为了进一步减小负载电压中的纹波，电感后面再接一个电容而构成倒L型滤波电路，其性能和应用场合与电感滤波电路相似。滤波电感的大小可由式（4-26）和（4-27）求得： （4-26） （4-27）选择滤波电容的大小没有特定的规则，只要容量稍微大一点就可以了，还要考虑电容的耐压。由以上计算得出，输入滤波电路的电感值选择100mH的电感，电容选择2200，耐压为63V的普通电解电容。4.6 输出滤波电路的计算与设计输出滤波电感量的计算： （4-28）则： （4-29）式中取输出电流的10%20%，一般工程设计算法中，要求输出滤波电感电流的最大脉动量为最大输出电流的20%，则：即在输出满载电流10%的条件下，输出滤波电感电流保持连续。电容的选择工程上一般采用公式： （4-30）因此，输出滤波电路滤波电感取为2300，5A的扼流线圈。为了使稳压的效果更好，滤波电容为2200，耐压63V的普通电解电容。4.7主开关元件计算与选型场效应管是一种体积小、重量轻、耗电省、寿命长，利用电场效应来控制电流大小的半导体器件，这种器件有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因而获得了广泛的应用。它可有N沟道、P沟道两种，也有为增强型和耗尽型，没有特别指出时，通常称呼的MOSFET是N沟道增强型的。与二极管的选型类似，主开关器件的选型，主要是确定开关器件的正向平均电流和正向电压峰值。根据全桥式DC-DC变换器的特点，每个开关管的电压为Ui/2，即： （4-31） 选用时，一般取额定电压为正常工作时MOSFET所承受峰值电压的23倍，即： （4-32） 确定了MOSFET的峰值电压，还需要计算开关管工作时的平均工作电流： （4-33）选用时，额定电流为正常工作时MOSFET所承受峰值电压的23倍，即： （4-34）根据以上的计算数据，可选用IRF650型MOSFET为主开关元件。4.8 吸收电路的设计本设计中高频变压器一次侧的每个开关管和二次侧的整流二极管都并联由电阻和电容组成的吸收电路，这样设计是为了释放掉积蓄在变压器漏感上能量，从而减小开关器件和整流二极管上的浪涌电压。不然，开关器件在截止时产生的瞬间的浪涌电压，不断在开关器件的栅极上重迭，很容易将开关器件击穿，整流二极管上加阻容吸收的原因也如此。在选择电容和电阻的时侯，如果在吸收电路中的选择的电容量大，则纹波电压就小，然而其损失的功耗也大，所以，需要选用最合适电容C和电阻R。另外，R、C接入时应尽量靠近开关器件和输出二极管，同时元件间的引线要尽可能的短。通常根工程上可采用经验算法，根据下表4-2所示，可以确定吸收电路的电阻值为100，电容值为0.1 。表4-2 工程中经验算法表200 10 0.5 100 20 0.25 50 40 0.2 20以下 100 0.1下面计算电阻的功率，计算公式如下： （4-35）由于一个周期充放电各一次，所以 （4-36） （4-37）因此，电阻R51，R52，R53，R54为阻值为100,功率选择1W，电容C6，C7，C11，C12为0.1。高频变压器二次侧整流二极管的电阻功率选择上参考一侧的值，即R41，R42为阻值为100,功率选择1W，C41，C42为0.1。 42第5章 控制电路的设计与计算5.1 控制电路的设计由芯片UC3825及其外围电路组成开关电源的控制电路，能实现脉冲信号的形成和输出，输