光伏并网发电模拟装置毕业论文.doc

光伏并网发电模拟装置毕业论文目录1 前言12. 选题背景1 2.1设计课题来源及其意义1 2.2 课题设计的主要内容23.光伏并网发电模拟装置原理23.1最大功率点跟踪（MPPT)23.2 DC-AC逆变原理23.3 正弦脉宽调制SPWM43.4 单相全桥逆变中的SPWM控制94.光伏并网发电模拟装置的总体设计124.1 系统总体方案设计124.2 系统总体方案实现手段134.3 正弦逆变器控的制电路设计144.4 逆变电路设计144.5 MTTP功能设计145. 方案选择与论证145.1 DC-AC逆变方案选择论证145.2 控制器方案选择论证145.3 滤波器方案选择论证155.4 频率、相位跟踪方案选择论证155.5 正弦脉宽调制SPWM及驱动电路方案选择166. 系统实现方案166.1 DC-AC主回路176.2精密整流电路186.3保护电路186.4程序原理图和误差产生和改进197. MSP430F169的单片机简介197.1主要部件及其功能207.2引脚说明228.理论分析与计算258.1 MPPT 的控制方法与参数计算258.2 同频、同相的控制方法与参数计算268.3 提高效率的方法268.4 滤波参数的计算279.测试方案与测试结果279.1测试仪器279.2 测试步骤279.3 测试结果289.4 MPPT功能测试299.5 频率跟踪测试299.6 相位跟踪测试309.7 输出电压THD测试369.8 效率测试369.9 过流、欠压保护测试369.10 测试结果分析36参考文献36致 谢38附录1 主电路原理图40附录2 仿真程序40光伏并网发电模拟装置1 前言随着人类社会的发展，能源的消耗量正在不断的增加，世界上的化石能源总有一天会消耗殆尽。同时，由于大量化石能源的燃烧，使得全球生态环境日益恶化，对人类的生存和发展造成了巨大威胁。在这样的背景下，太阳能作为可持续再生能源，引起了人们的重视。而在我国，光伏系统的应用才刚刚起步，市场状况尚不明朗。针对这样的情况，开发太阳能，发展前景广阔的并网发电系统是当今解决自然环境的必经途径。分析了目前光伏市场的瓶颈并预测了未来光伏发电的前景。相信作为当今发展速度最快的高新技术之一，太阳能光伏发电技术，特别是光伏并网发电技术,它将为今后的电力工业以及能源结构带来革命性变化。2. 选题背景2.1设计课题来源及其意义 设计题目是由指导老师下发，经过初选到最终确认的。本设计是光伏并网发电模拟装置，光伏并网发电是一种清洁的能源利用途径，能对环境改善和资源的循环利用起到很大的促进作用。本设计无论是对自身能力的提高和理论知识的实践运用，在此基础上最终选择了光伏并网发电模拟装置的设计。2.2 课题设计的主要内容 本设计是光伏并网发电模拟装置，由于条件的局限性和设计题目的要求，采用蓄电池模拟光伏电池，作为直流电源，设计的主要内容包括光伏阵列MTTP控制，逆变并网DC-AC转换，逆变器的设计是本设计的重点。 具体设计是，用直流稳压电源US和电阻RS模拟光伏电池，US=60V，RS=3036；uREF为模拟电网电压的正弦参考信号，频率fREF为45Hz55Hz，其峰峰值为2V，；T为工频隔离变压器，变比为n3:n2:n1=1:20:10，将uF为输出电流的反馈信号；负载RL=3036范围内变化。 系统设计的主要能完成的功能为：（1）频率跟踪功能。（2）醉倒功率（MPPT)跟踪功能。(3)输入欠压保护。（4）输出过流保护。(5)当RS=RL=30时，DC-AC变换器的效率60%。（6）当RS=RL=30时，输出电压uo的失真度THD5%。其结构框图如图2.1所示：图2.1光伏并网发电模拟装置框图3.光伏并网发电模拟装置原理 光伏并网发电装置是利用太阳能发电的电力系统，其中光伏电池是利用光能转换层电势能的原理制成的发电装置，经过汇流再将电流送到逆变装置中。由于题目要求整个模拟装置系统主要模拟光伏电池和并网逆变器两部分组成。模拟烦人光伏电池经过并网逆变器将直流电转换成交流电为负载提供所需电力。 3.1最大功率点跟踪（MPPT) 不同的光照强度和环境温度光伏电池的输出电压不同，因此，输出也成非线性，光伏电池只有在某个特定的值时才能产生最大的输出功率，此时产生最大功率为最大功率点（Maximum Power Point ，MPP）。要提高光伏并网发电模拟装置的整体功率也就是要控制光伏电池的最大功率点，使其工作在最大点附近，这个过程就是最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking， MPPT）。由于设计要求光伏电池由给定直流电源模拟代替，因此改变负载和RS的大小来调节最大功率点，使输出保持在最大功率点。当负载RL从0到无穷大变化时，其负载V-I曲线是一条抛物线如图3.1，Rs不变，调节RL使其输出工作在最大功率点，设最大功率点为Pm,RL=Rm，曲线上任何一点为工作点，横、纵坐标分别对应此时的工作电压、电流，再调节Rs，RL保持不变，作出对应的V-I曲线，Pm对应的Vm值即为直流点所提供最大负载的电压，调节Rs到对应的电压值，得到最大功率点直流电源电压值，即最大功率点。由于RS=3036、RL=3036，所以不能完全达到理想化的最大点，只能在变化范围内寻找最大点并进行控制调节。图3.1 直流电源输出负载特性曲线最大功率点跟踪的目的是将直流电源所提供的电能尽可能的提供给负载，使得整个系统效率尽可能的提高，本设计是使当RS=RL=30时，DC-AC变换器的效率60%，MPPT就是一个动态寻优的过程，通过对输出电流、电压的检测得到当前输出功率，再与被存储的前一时刻的功率比较，舍小取大，依次类比，得到动态工作的最大功率点，控制框图如图3.2所示。当负载特性和输入直流电压的焦点在最大功率点电压Um的左边时，通过MPPT的调节作用使直流电压升高，反之则降低电压，控制过程如图3.3所示。图3.2 MTTP控制框图 图3.3 MTTP的控制过程 3.2 DC-AC逆变原理 将直流电变换成交流电的设备。由光电池发出的是直流电，无法直接提供给负载设备，需要逆变器来实现此功能。本设计用蓄电池代替，有于模拟装置是个小型的模拟发电装置，逆变器是整个系统的主要部件不可或缺，逆变器按输出波形又可分为方波逆变器和正弦波逆变器，由于设计要求采用输出为交流正弦信号。直流输入由蓄电池直接输入到逆变器，再由逆变器将60V直流电转换成220V的交流电供用电设备用电。整个逆变器由逆变桥、滤波电路、控制逻辑组成。其中逆变桥采用全桥和单桥实现。图3.4 逆变电路原理图图3.5不同负载上的电流和电压波形 图3.4为单桥式逆变器原理图，S1，S2、S3、S4由电力电子器件以及辅助电路组成。当开关S1、S4断开，S2、S3闭合时，uo=-Ud；S1、S4合上，S2、S3断开时，uo=Ud，当桥中各臂以频率f断开、闭合时，输出uo电压变为交变的方波电压，幅值Ud，频率为f，波形图如图3.5所示，从而将电压有直流变为交流，由于交变电的变相频率与开关闭合频率相关，通过改变开关闭合频率改变交流电频率。负载为阻感时io相位滞后uo，波形不同，负载为电阻时，io相位和uo相同，波形也相同。 逆变器可根据各不同性能指标来分类。根据直流端可分为电压型和电流型，即直流侧为电流源逆变电路为电流型逆变器，只留段为电压源的则为电压型逆变器。根据交流侧逆变器有有源和无源两种，是根据电能去向而分，如果将逆变交流侧直接送到电网，电网为负载，这样的逆变器为有源逆变器，逆变过程可归结为：直流逆变器交流交流电网，这种电路常用在直流可逆调速系统、可变速电机。如果将逆变交流端变为可调频率交流电直接送到交流负载，这样的逆变器为无源逆变器。根据输出波形分为正弦和非正弦逆变器，正弦开关功耗小，适合工作频率较高，非正弦开关损耗大，适合低频率。根据相数分为单相和多相逆变器。根据逆变电路器件可分为由无关端能力的半控器件组成的半控型逆变器和有控断能力的全控型逆变器。由逆变电路结构又可分为全桥、半桥和推挽式逆变器。 设全控型开关器件V1、V2信号在一周期内各半周正偏、反偏，两者互补，负载为感性时，工作波形相位不一致，如图3.5所示，输出电压uo为矩形，幅值Um=Ud/2,输出电流io根据负载的变化而变化，设t2时刻，V1为通态，V1为断态，此时给V1断态信号V2通态信号，但感性负载中io不能立即改变方向，保持原来的导通方式，在t3时刻io降为零时，VD2截至，V2开通，io开始反向。图3.6 单相半桥电压型逆变电路及工作波形 在t4时刻，给V2关断信号，V1开通信号，此时VD1先导通，t5时刻V1开通。V1或V2导通时，负载电压电流同相，由直流侧提供电能，VD1或VD2导通时，输出电流电压方向相反，负载中储存的能量向直流侧反馈并将能量暂时储存在电容中，直流侧电容就起到了缓冲反馈的无功能量的作用。图3.7 电压型全桥逆变原理图及波形 电压型全桥逆变器可看成2个半桥组合构成，其中1、4桥臂为一对，2、3为另一对，分别成对导通和断开，且两对交替各导通半个周期，其输出电压波形图8（b）的半桥相同为矩形，幅值Um=Ud，输出电流和图3.6（b）i0相同，幅值增大一倍。VD1、V1、VD2、V2相继导通区间对应VD1和VD1、VD2和VD3、V1和V4、V2和V3的导通区间。 全桥逆变电路在单相逆变电路应用比较广泛，可对电压波形幅值U0和矩形波u0展开傅立叶级数，得其中基波幅值U01m和基波有效值U01分别为U01m=4Ud/=1.27Ud，U01=22U0/=0.9Ud。负载为RL时，输出电流的基波分量为 当u0正负电压各为180脉冲时，要改变输出电压有效值只能通过改变输出直流电压U0来改变。 单相全桥逆变电路中，各栅极信号180正偏和反偏，每对力臂信号互补，V3的基信号比V1落后，V3、V4栅极信号比V1、V2的栅极信号前移180，输出电压u0的正负各位的脉冲，调节即可调节输出电压有效值。 综上所述，全桥逆变电路优点可归结为：要求电压低，输出功率大；缺点为：驱动复杂，开关器件过多。所以全桥逆变适合在大功率器件中逆变器。 3.3 正弦脉宽调制SPWM Pulse Width Modulation即PWM(脉冲宽度调制），通过调节输出方波的占空比改变输出电压。SPWM即PWM的基础上改变调制方式，把脉冲宽度的时间占空比按正弦排列完成的。由采样控制理论可得出，冲量相等而形状不同的窄脉冲作用于惯性系统上时，它们的输出响应基本相同，惯性系统的输出响应取决于系统的冲量，即与窄脉冲的面积有关而与形状无关。图3.8为例举的几种形状不同冲量相同的几种窄脉冲函数图，其中图3.8（d）为单位脉冲函数，即脉冲过渡函数图。图3.8 形状不同冲量相同的几种窄脉冲将正弦波的正半部分波形划分为n等分，将每部分用等面积的矩形波代替，得到一组等效于正弦波等幅不等宽的矩形脉冲波，这种方法即为逆变器的正弦脉冲调制（SPWM），方法如图10所示。图3.9 SPWM代替正弦波 由SPWM调制后的信号除频率很高的载波信号和调制信号以及载波倍频附近的信号外，基本没有其他谐波信号，所以，正弦脉冲调制的信号频率越高，谐波含量越少，载波频率越高，正弦脉冲调制的基波的谐波含量越少越接近期望值。正弦脉冲调制受功率器件允许开关频率限制，随着频率的提高开关损耗和换流损耗加大，同时会产生电磁干扰，产生尖峰电压和冲击电流。SPWM的产生和控制可以由微机来完成，常用的产生SPWM波形的算法：规则采样、自然采样、跟踪型SPWM、专用集成电路、微机软件生成SPWM法等。应用较多的SPWM芯片有SLE4520、MA818、8XC196MC、HEF4752。 通过对几种不同采样法的分析对比，看各种不同采样法的优缺点及功能。首先是自然采样，如图3.10所示，此方法计算复杂计算时间比较长，难以实现控制中的在线计算。而规则采样则广泛应用于工程应用中，算法比自然采样小的多，但计算方法基本相同，其中，三角载波规则采样法应用比较多。如图3.11在三角波负峰时刻tD对正弦波采样得到D点，过D点作水平线和三角波交与A，B两点，在这两点控制过来开关器件的通断，此时得到的脉宽和自然采样很接近。图3.10 自然采样法图3.11 三角波载波规则采样法 专用集成电路产生SPWM法，可简化控制电路的软件设计，提高可靠性，降低成本。软件成SPWM法，有实时计算法和查表法。实时计算法，是运行过程根据变量实时计算，运算量小。查表法是根据不同的调制度和正弦信号的角频率，计算出个开关的通断时刻，占较大的内存容量，实际生产中往往将两种方法结合使用。跟踪型SPWM法，把所期望的输出信号作给定值与实际信号对比来决定逆变器开关通断，使实际输出信号为跟踪给定信号。 3.4 单相全桥逆变中的SPWM控制 根据脉冲调制所处调制信号脉冲的正负极性，可以分为单极性和双极性。 单极性调制：脉冲在调制信号正半周期或者负半周期内，即只有一种极性的脉冲信号称为单极性调制。如图3.12所示，单相桥式电压逆变电路，开关管为MOS管，感性负载，Q1、Q2和Q3、Q4是2对互补的通断二极管，可以得到Ud、0、-Ud三种电平电压。u0在正半周期时，Q1导通，Q2关闭，Q3、Q4交替通断，由于负载电流滞后于电压，电流一段区间为正一段区间为负，在正区间Q1、Q4导通，u0=Ud；当Q4关闭，由于负载是感性负载电流不能突变，Q1、D3续流，u0=0。在负区间，Q1、Q4导通，i0能从D1、D4流过，u0=Ud；当Q4关闭，Q3导通时，i0能从D1、Q3续流，u0=0，负载电压总有两种可能。图3.12 单相全桥逆变电路 在输出负半周，Q2一直导通，Q1一直断开，Q3、Q4交替通断，当Q2、Q3导通时，u0=-Ud，当Q3关闭i时，u0=0，负载也有两种电压。 因此，控制Q3、Q4的通、断可以控制输出电压的极性，控制方法如图3.13所示。用三角载波uc和调制信号ur，在它们的交点处控制MOS管的通断，使其按照SPWM的方式通断，从而使得正弦参考信号极性交替通断。由于单极性SPWM只能用于全桥电路，本设计采用此方法进行控制。 ur正半周时，Q1导通Q2断开，当uruc,当Q3断开Q4导通，u0=Ud；当uruc,当Q3断开Q4导通，u0=0；当uruc,当Q1、Q4导通，Q2、Q3断开，u0=Ud，若i00,Q1、Q4导通，若i00，D1、D4导通；当ur0,D2、D3导通，若i00，Q2、Q3导通。 感性负载时，当Q1、Q4导通状态突然加以关闭信号，Q2、Q3不能立即导通，D2、D3续流，i0较大时，直到Q1、Q4再次导通其方向不变，i0较小时，到i0减小到零之前，Q2、Q3始终未导通，i0反向，D2、D3或Q2、Q3导通，始终有u0=-Ud，与此相反则有u0=Ud，由此可以看出，同一半桥的上下两个桥臂MOS管驱动信号极性相反，为互补式。 图3.14 双极型SPWM控制方式波形4.光伏并网发电模拟装置的总体设计 4.1 系统总体方案设计 根据设计任务要求，本设计的光伏并网发电模拟装置光伏电池由直流电源代替，经过逆变将直流变为交流电，频率为50Hz左右，即频率、电压和模拟电网一致，通过调节RS、RL,使得输出功率达到最大值，在给定要求的情况下能尽可能的提高效率，通过MPPT和SPWM的调节，使输出功率最大化和波形正弦化。 整个系统以DC-AC逆变器为核心，以模拟电网信号为基准信号，有单片机控制，通过调制、逆变、整流、滤波、变压完成设计任务要求，在允许的范围内上下波动，满足整个设计任务。总体设计如图4.1所示。图4.1 系统设计的总体框图 4.2 系统总体方案实现手段 本设计的整个系统包括三大部分，即功率转换部分、信号采集、控制部分。 功率转换部分：直流输入端，即模拟光伏电池，由Ud、Rs组成的直流模块，DC-AC逆变电路、LC低通滤波、隔离变压器、负载构成。 信号采集：逆变部分输入电流、电压，交流输出电压、电流，模拟电网正弦参考信号频率相位，隔离变压器反馈输出端频率和相位。 控制部分：有单片MSP430F169，包含产生SPWM,同频同相控制，MPPT跟踪，参数测量和显示，人机交互等。系统供电采用强弱隔离方式，减小窜扰提高系统的安全性。为了实现其他附加功能，系统中的逆变控制采用模拟控制实现,MPPT用数字控制实现，所以，系统控制采用单片机MSP430F169实现。 4.3 正弦逆变器控的制电路设计 一个开环的正弦逆变器无法满足设计要求，为了达到输出电压畸形小、响应快、精度高等要求，对逆变器的控制采用电流内环加电压外环的控制结构。电流内环检测输出滤波器电容电力作反馈，与电压环的输出进行综合，误差信号进过调制器SPWM的调制信号。电流的内环作用是对对逆变器的自然特性进行有源校正，使其具有高阻尼的稳定性，电压外环为瞬时值环，检测逆变器输出电压瞬时值作为反馈，与给定型号进行综合，误差信号进过调制器后控制逆变器，从而达到系统要求，减小稳态误差。 4.4 逆变电路设计 可采用的逆变主电路有推挽式、单相半桥式、单相全桥式，其中，推挽式需要变压器对系统效率产生很大影响，半桥式效率高但难遇控制中点电位漂移影响输出波形从而影响MPPT功能，而全桥式不会产生这些问题，若在控制驱动上采用单极倍频等方法则会减小波形失真，达到高效要求，为提高逆变效率，逆变输出滤波采用非晶态磁芯电感，降低电涡流损耗，或采用金属化高频无感电容。 4.5 MTTP功能设计为实现系统正常工作时输出功率最大化，则需要对系统进行功率跟踪，即MPPT功能。其中，控制方法有：恒定电压法、扰动观测、导纳增量法。恒定电流法，控制精度低。扰动观测法，控制思路简单，但在稳态时在最大功率点波动，稳定性差。导纳增量法，稳定度搞，控制算法复杂，改变速度缓慢。在本设计中，只要保证逆变器直流环节电压为理想电压一半就可以，所以本设计采用扰动法。5. 方案选择与论证 5.1 DC-AC逆变方案选择论证由于DC-AC为电压输出，故采用电压型逆变电路。方案一：电压型半桥逆变电路。其原理图5.1如图，当T1或T2导通时，I0、UO同相，直流侧像负载提供能量。当D1或D2导通时，I0、U0反向，负载储存能量向直流侧反馈，负载将吸收的无功能量反馈到直流侧。反馈能量暂存在直流电容，起到缓存无功能的作用。 图5.1 电压型电桥逆变电路方案二:电压型全桥逆变电路。电路图如图5.2所示。把全控型形状管T1、T4和T2、T3分别作为两对力臂，且两对桥臂同时通、断，交替导通180。图5.2 电压型全桥逆变电路 综合考虑，半桥逆变电路结构简单，器件少，抗干扰能力差，对电压、电流要求高。而全桥逆变电路对电压要求低、稳定性好、效率高，故选择方案二。 5.2 控制器方案选择论证 方案一：51单片机系统板。有按键，LED显示、EEPROM等。 方案二：MSP430F169单片机，系统功强大，该芯片构成的最小系统，资源丰富，频率调整范围宽，数据处理速度快。综合考虑选择方案二作为控制器。 5.3 滤波器方案选择论证 方案一：定K型滤波电路。K型滤波电路存在截至频率不准确，性能较差等问题，但其构成的元器件种类少，滤波介数容易增加，制作简单。 方案二：巴特沃斯文型滤波器。设计简单，性能没有明显的缺点，应用广泛。对构成滤波器的元器件要求低，易于制作和达到设计性能。综合考虑两种方案的优缺点，选择方案二作为滤波方案。 5.4 频率、相位跟踪方案选择论证方案一：如图5.3所示，采用锁相环芯片 CD4046 的相位控制系统，能够自动跟踪输入信号的频率和相位。但是有效的锁相要求芯片对输入波形、PCB 布局、滤波网络参数要求较高。图5.3 锁相环电路方案二：如图5.4所示，用 MSP430F169 单片机进行过零检测。实现并网发电，关键是输出的电压要和电网电压同相位。实时检测电源电压的过零点和频率，根据过零点和频率就可以跟踪输入的电源电压的相位，实现同步，用 MSP430F169单片机进行频率、相位跟踪实现。图5.4 过零检测电路方案三：采用速度更快的 DSP。将电网电压信号经滤波、 整形产生同步方波信号，同步方波信号输入DSP的外部中断口，捕捉电网电压的过零点，检测同步信号的上升沿，可以实现方案。按照设计要求和任务，选择方案二。 5.5 正弦脉宽调制SPWM及驱动电路方案选择 方案一：采用可输出 SPWM 波形的控制芯片SG3525。该芯片能直接驱动功率场效应管，具有内部基准源、运算放大器和欠压保护功能，外围电路简单。 方案二：采用 MSP430F169 单片机输出 SPWM 波形，再送 IR2110 驱动 H 桥。此方案控制电路简单，靠软件产生 SPWM 波，成本低，有调试经验，此方案可取。 方案三:如图所示，用比较器组成的正弦脉宽调制电路，所得 SPWM 波形最接近正弦波。但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，调试困难。 综合题目要求，为实现方案，选择单片机输出 SPWM 波，选择方案二。其电路图如图5.5所示。图5.5 SPWM产生电路6. 系统实现方案 6.1 DC-AC主回路DC-AC 逆变部分如图6.1所示。DC-AC 逆变是本设计的核心，MSP430单片机输出的SPWM波形，由于其IO驱动能力不足，不能直接驱动由四个mosfet管IRF540 组成的H 桥，所以电路加入 IR2110 驱动芯片，该芯片驱动电路简单，成本低，最重要的就是其输出驱动波形好，有利于提高电源效率。图6.1 DC-AC 主回路 6.2精密整流电路 该电路实现把隔离变压器的交流反馈信号变换成直流信号，方便数字部分即单片机处理，此外该电路还实现了阻抗变换，降低输入阻抗，电路图如图6.2所示。图6.2 精密整流电路 6.3保护电路(1)欠压保护电路。电路如图6.3所示，该电路通过对电阻 R1,R2 上分压进行 AD 采样，送 MSP430 单片机处理，判断 R2 上的电压值，当输入电压小于 25v，此时 R2 上电压值小于 1.2V 时，单片机驱动继电器断开后极电路，起到欠压保护功能。图6.3 欠压保护电路(2)过流保护电路。如图6.4所示，该过流保护电路，主要解决方案是在输出回路中串联一自绕的互感线圈，使输出电流变换反映到互感线圈的次级，在送测量放大电路处理后，送单片机 AD，当输出电流超过2A时，起到保护作用。图6.4 过流保护电路 6.4 程序流程图和误差产生和改进 系统软件功能的实现通过单片机MSP430F169，其控制流程图如图6.5所示。图6.5 程序原理图系统基本满足设计任务要求，但随着温度温度的增加，阻值变化以及器件本身的特性，噪声以及开关频率影响系统误差。采用功耗小的变压器提高效率，系统频率、相位跟踪中由于器件和测频算法的误差而无法实现绝对同频同相，通过提高系统的抗干扰性来提高系统性能。7. MSP430F169的单片机简介本设计使用的主要的控制芯片为MSP430F169单片机，MSP430F16x系列单片机是TI的MSP430F1x系列单片机中功能最强的子系列。MSP430F16x芯片具有更多的外围模块、更大的数据存储区和程序区。MSP430F169单片机片内还包括一个硬件乘法器。MSP430F16x系列单片机开发工具比较简便，而且固化于FLASH存储器内的程序容易在线调试和升级，具有丰富的片内外围，内置A/D和D/A转换模块，性价比比较高，所以本设计采用这个型号作为微处理器。MSP430F16x系列是超低功耗Flash型16位RISC指令集单片机。它采用冯-纽曼结构，RAM、ROM和全部外围模块都位于同一个地址空间内。它的体系结构由五种低功耗模式组成，从而最大优化和延长了电池寿命，有着便携式的测量应用优点。MSP430F16x单片机的设计结构完全以系统低功耗运行为核心。以最大代码效率的16位RISC CPU、16 位记数器, 和恒定的发电器为特色。数控晶振(DCO) 允许在不到6微秒内从低功率方式唤醒到活动方式。MSP430F16x 系列是微型控制器配置与二个固定16 位定时器, 8路快速的12 位A/D 转换器, 双路12 位D/A 转换器,两个通用连续同步/非同步通信接口(USART), I2C 、DMA,和48个I/O引脚。另外, MSP430x161x 系列提供强大的RAM 寻址为记忆密集和大量C堆栈要求的应用。典型的应用包括获取模拟信号, 转换它们成数字值, 过程和传输数据给主机系统的传感器系统，定时器可利用在工业控制应用。 7.1主要部件及其功能图7.1 MSP430F15X/F16X系列单片机结构框图各部分功能介绍：定时器B7：定时器B7是带有七种捕获比较记数器的16 位定时器/记数器。定时器B7支持倍数捕获比较, PWM输出,和间隔定时。定时器B7 并且有强大的中断能力。中断可在记数器在溢出时和各捕获比较记数器引发。比较器A：比较器A 模块的主要作用将支持精精密的斜率模数转换,电池电压监控, 和外模拟信号监视。ADC12：ADC12 模块支持快速12 位模数转换。 模块使用12位SAR生核心, 采样选择控制, 参考发电器和16个字节的转换和控制缓冲。 转换和控制缓冲允许无任何CPU干预的16个独立ADC采样转换和存放。DAC12：DAC12 模块是12 位, R 阶数模转换模块,电压输出。DAC12 也能使用在8或12位方式,并且可以使用与DMA控制器一起使用。当多个DAC12 模块存在, 他们可以一起被编组同步操作。在本次设计中直接引用MSP430F169单片机中本模块的D/A 转换功能。外围器件：外围器件被连接到CPU 在数据、地址, 和控制总线之间被所有指令处理使用。DMA控制器：DMA控制器允许数据不经CPU 干预从一个存储地址移动到另一个。例如, DMA控制器能被使用从ADC12转换存储数据到RAM。使用DMA控制器能增加外围模块流量。DMA控制器通过允许CPU在没有数据移动到外围器件时保持在睡眠方式而不唤醒以减少系统功耗。晶振和系统时钟：时钟系统在器件由32768 赫兹晶体控制振荡器、内部数控晶振的基本的时钟模块 (数控晶振) 和高频率晶体控制振荡器组成。基本的时钟模块的设计符合低成本和低功耗的要求。内部数控晶振提供一个快速打开的稳定在6微秒之内时钟源。基本的时钟模块提供以下时钟信号：辅助时钟(ACLK), 32768 赫兹晶振或一个高频率晶振主要时钟(MCLK), 系统时钟由CPU。子时钟(SMCLK), 子系统时钟通过外围模块使用。数字式I/O：有六个8位I/O口P1到P6。所有I/O位都是独立可编程序的。中断输入功能由P1 和P2口所有八位端口执行。对端口控制记数器的读写通过指令执行。可进行任一个输入、输出, 和中断状态的组合。乘法器：乘法操作由一个专用的外围模块支持。不仅支持有符号和无符号乘法，同时支持有符号和无符号倍增和累加操作。操作数被载入外转围记数器之后，操作的结果立即被存储。不需要另外的时钟周期。CPU：MSP430 CPU 是16 位RISC对应用程序高度透明的结构。除程序流动指令之外，所有操作都在记数器操作七个寻址模式时执行，以操作数和四个寻址模式为目的操作数。CPU集成了16 位记数器以减少指令执行时间。记数器之间的操作执行时间为CPU 时钟的一个周期。四个记数器, R0 到R3为程序计数器, 堆栈指针, 状态寄存器,和恒定的发电器，记数器通用寄存器。外围器件被连接到CPU 使用数据,地址和控制总线, 并且能被所有指令处理。指令组：指令组包括51条指令与三种格式和七个寻址方式。 每条指令在字和字节数据之间操作。工作方式：MSP430 有一个有活动模式和五种软件可选择的低功率运行方式。中断事件可能触发器件服务请求恢复到任何五个低功率方式中的任何一个。低功率方式从中断程序返回。以下六种操作方式能被软件设置：活动方式AM以及5种低功率方式。活动方式AM：所有时钟有效的。低功率方式0 (LPM0)、低功率方式1 (LPM1)：ACLK和SMCLK保留，CPU、MCLK不工作。低功率方式2 (LPM2)：CPU、MCLK 和SMCLK 不工作，数控晶振的直流发生器、使能ACLK 保留。低功率方式3 (LPM3)：CPU 、MCLK 和SMCLK 不工作，数控晶振的直流发生器不工作，ACLK 保留。低功率方式4 (LPM4)：CPU 、ACLK 、MCLK 和SMCLK 不工作，数控晶振的直流发生器不工作，晶振停止。 7.2引脚说明 图7.2 MSP430F15X/F16X系列单片机外形图 MSP430F169单片机为64引脚封装，48个数字I/O，其中大部分引脚有复用功能。各引脚名称及功能如表7.1所述。 表7.1 MSP430F169引脚功能表引脚名称引脚编号I/O描述AVCC64模拟正电源端，向电压检测电路，brownout，晶体振荡电路，所频环电路，比较器A，端口1，以及液晶分压电阻网络供电，上电不必早于DVCC。AVSS62模拟负电源端，内部连接于DVCC。DVCC1数字正电源端，提供所有部件电源（由AVCC供电的除外）。DVSS63数字地，所有部件的接地端（由AVCC/AVSS供电的除外）。VREF+7ADC12正向参考电压。VeREF+10外部参考电压输入。VREF/VeREF11参考电压负端，内部参考电压, 或应用外部参考电压。XT2IN53I/O晶振XT2输入。XT2OUT52I/O晶振XT2输出。P5.7/TBoutH/SVSOUT51I/O通用数字I/O；交换所有PWM数字输出端口到定时器_B7的 TB0 到TB6高电平端, SVS比较器输出。P5.6/ACLK50I/O通用数字I/O；辅助时钟ACLK输出。P5.5/SMCLK49I/O通用数字I/O；子时钟SMCLK输出。P5.4/MCLK48I/O通用数字I/O；主要系统时钟MCLK输出。P5.3/UCLK147I/O通用数字I/O；外部时钟输入端。P5.2/SOMI146I/O通用数字I/O。 P5.1/SIMO145I/O通用数字I/O。P5.0/STE144I/O通用数字I/O。P3.7/URXD135I/O通用数字I/O。P3.6/UTXD134I/O通用数字I/O。P3.5/URXD033I/O通用数字I/O。P3.4/UTXD032I/O通用数字I/O。P3.3/UCLK0/SCL31I/O通用数字I/O。P3.2/SOMI030I/O通用数字I/O。P3.1/SIMO0/SDA29I/O通用数字I/O。P3.0/STE028I/O通用数字I/O。P2.7/TA027I/O通用数字I/O；定时器_A比较方式：OUT0输出。P2.6/ADC12CLK/DMAE026I/O通用数字I/O；转换时钟- 12 位ADC, 直接存储器存取通道0 外在触发器。P2.5/Rosc25I/O通用数字I/O。P2.4/CA1/TA224I/O通用数字I/O；比较器A输入端；比较方式：OUT2输出。P2.3/CA0/TA123I/O通用数字I/O；比较器A输入端；比较方式：OUT1输入。P2.2/CAOUT/TA022I/O通用数字I/O；比较器A输出端；捕获方式：CCIOA输入。P2.1/TAINCLK21I/O通用数字I/O。P2.0/ACLK20I/O通用数字I/O；辅助时钟ACLK输出。P1.7/TA219I/O通用数字I/O；定时器_A比较方式：OUT2输出。P1.6/TA118I/O通用数字I/O；定时器_A比较方式：OUT1输出。P1.5/TA017I/O通用数字I/O；定时器_A比较方式：OUT0输出。P1.4/SMCLK16I/O通用数字I/O；SMCLK信号输出。P1.3/TA215I/O通用数字I/O。P1.2/TA114I/O通用数字I/O。P1.1/TA013I/O通用数字I/O。P1.0/TACLK12I/O通用数字I/O；定时器A时钟输入。P4.0/TB036O通用数字I/O。P4.1/TB137I/O通用数字I/O。P4.2/TB238I/O通用数字I/O。P4.3/TB339I/O通用数字I/O。P4.4/TB440I通用数字I/O。P4.5/TB541I/O通用数字I/O。P4.6/TB642I/O通用数字I/O。P4.7/TBCLK43I/O通用数字I/O。P6.0/A059I/O通用数字I/O。P6.1/A160I/O通用数字I/O。P6.2/A261I/O通用数字I/O。P6.32I/O通用数字I/O。P6.43I/O通用数字I/O。P6.54I/O通用数字I/O。P6.65I/O通用数字I/O。P6.76I/O通用数字I/O。RES/NMI58I复位输入或非屏蔽中断输入端。TCK57I测试时钟端。TCK是芯片编程和测试的时钟输入端。TDI55I测试数据输入端。TDI用作数据输入，芯片的保护熔丝与TDI相连。TDO/TDI54I/O测试数据输出端，TDO/TDI用作数据输出或编程数据输入端。TMS56I测试模式选择端。TMS在芯片编程和测试时是输入端。XIN8I基本振荡器XT1输入端。可以连接标准晶体或晶体振荡器。XOUT9I/O晶体振荡器XT1输出端。8.理论分析与计算 8.1 MPPT 的控制方法与参数计算MPPT 的控制方法很多，如恒定电压控制法、扰动观测法、导纳增量法，模糊控制法，本题要求 Rs 和 RL 在给定范围内变化时，使 Ud=1/2Us。所以本设计为恒定电压控制法。实现方法如图8.1所示图8.1 MPPT 的控制方法与参数计算方法原理图如图所示：我们得 Ud=Us-Ul，为使 Ud=1/2Us，通过取样电阻网络，用 MSP430F169 内部 12 位 AD 采样，控制单片机输出 SPWM 的占空比，改变输出电压，使 Ud 稳定在 1/2Us，此方案简单，容易实现。 8.2 同频、同相的控制方法与参数计算用MSP430F169单片机软件实现锁相环，用参考频率作为基准频率，用MSP430F169单片机的外中断和定时器测定相位，当反馈的电压信号相位滞后于参考信号的相位时，增大SPWM的频率；否则就减小SPWM 的频率，使最后达到相位和频率同步。但是，我们在实际测试中发现，真正要实现同频、同相，对电路的要求非常高，对 PCB 布线都是很有讲究的，由于程序靠查询MSP430F169 单片机外部中断，所以，当外部输入信号包含尖峰脉冲或者是非标志波形时，很难实现方案。所以，我们在送单片机中断口时，加入施密特触发器，和滤波电路，而且要尽量靠近此中断口，这样很有效的实现了，频率和相位的追踪，无需任何相关电路，由一个8M单片机实现光伏并网。 8.3 提高效率的方法（1）采用环形变压器。由于其内部结构用优质冷轧硅钢片无缝地卷制而成，线圈均匀地绕在铁心上，线圈产生的磁力线方向与铁心磁路几乎完全重合，与叠片式相比激磁能量和铁心损耗将减小 25，漏磁最小，效率可达 95%左右，其效率优于传统变压器。（2）采用 IR2110 驱动芯片。由于 IR2110 驱动芯片驱动 mosfet 管驱动波形的正向边缘陡直，幅度大，能减小开关管趋于导通时的上升时间。使 H 桥中的 mosfet 管能够可靠的交替导通，开关损耗降低，非常有利用提高整板效率。 8.4 滤波参数的计算由于 H 桥以高频的 SPWM 波形工作，输出滤波器的作用是滤出高次谐波分量，使输出波形接近于正弦波。滤波器的设计应使输出电压谐波少、阻频特性好、滤波功耗小，但是实际 LC 滤波电路，计算相对复杂，最重要的是算出的电感值一般不易购买到，所以我们参考经验公式，选用常见 LC 滤波电路，此处滤波电路如图8.2所示。图8.2 LC滤波电路9测试方案与测试结果 9.1测试仪器示波器TEKTRONIS TDS3012B 直流辅助电源QJ-3003S功率直流稳压电源 DF1731 万用表 FLUKE 15B 信号发生器 AGILENT 33120A定制工频变压器 1:10:20功率负载 30W/3036 9.2 测试步骤(1) 观测控制器输出的SPWM信号，符合要求后接入到60VDC和负载中，用万用表测Ud、Id、U01、I01。(2) 观察负载段的输出波形，查看其频率、幅值、失真等参数，并记录相关波形。(3) 设置欠压过流故障，测试欠压、过流保护。(4) 排除欠压、过流故障，测试装置自动恢复功能。 9.3 测试结果本报告中所有波形及相关数据均为TEKTRONIS TDS3012B示波器获取的波形数据导入wavestar软件分析处理的结果。波形电压和时间坐标的单位标注于波形的左下角。按题目要求进行测试，并将量化的测试结果汇总到表9.1。表9.1 系统测试结果测试项目测试结果最大功率点跟踪功 能RL=30时，测量RS=30和RS=36时的Ud，分别记为Ud1和Ud2US=57.6 VUd1=28.9 V，Ud2=29.0VRS=30时，测量RL=30和RL=36时的Ud，分别记为Ud1和Ud2US=57.6 VUd1=28.9 V，Ud2=28.9V频率跟踪功能：RS=RL=30时，测量不同fREF下的fFfREF=45HzfF=44.96HzfREF=50HzfF=50.04HzfREF=55HzfF=55.03HzRS=RL=30时，测量效率：60%满分，每降低1%扣1分Uo1= 11.34 V Io1= 1.94 AUd= 29.1 V Id= 0.88 A= 84 %RS=RL=30时，测量uo的失真度：THD 5%满分，每增加1%扣1分THD 2%欠压保护欠压保护功能：有；动作电压Ud（th）=25.02V过流保护功能过流保护功能：有；动作电流Io（th）=15.0A相位跟踪功能：RS=RL=30时，测uF与uREF的相位差测量不同fREF下的约2测量容性负载下的约2自动恢复功能欠压保护有自动恢复功能其他输入电压、输出频率以及工作状态（正常、欠压、过流）LCD显示 9.4 MPPT功能测试图9.1为系统启动时Ud从US向US/2调整的过度过程。RS=RL=30。从图中可以读出瞬态响应时间约200ms。图9.1图9.2为RS =30，RL从36突变到18时Ud的瞬态响应。从图中可以读出瞬态响应时间约100ms。图9.2 9.5 频率跟踪测试RL = RS =30条件下，uref频率分别设置为45Hz、50Hz和55Hz，示波器测试uo波形，分别如图9.4、图9.5和图9.6所示。可见频率稳定度良好。使用wavestar软件分析波形的频率，结果记录在表9.3中。可见频率误差不超过0.09%。图9.3图9.4图9.5 9.6 相位跟踪测试条件同上，示波器双踪测量uref和uF波形。图9.6、9.7和9.8给出了RL = RS =30条件下，uref分别为45Hz、50Hz和55Hz时对应的uref和uF的波形。其中蓝色波形为uref ，黄色波形为uF ，可见相位跟踪功能良好。图9.9、9.10和9.11是对应的过零点处放大波形。平均相位差不超过2。开关电路在引线上造成了较大的干扰，因此波形毛刺很多，属于正常现象。图9.6图9.7图9.8图9.9