交错并联双管正激变换器研究毕业论文.doc

交错并联双管正激变换器研究毕业论文目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.2 DC/DC变换器常用拓扑介绍21.3 本章小结6第2章 主电路工作原理分析72.1交错并联双管正激变换器的基本关系72.2变换器中变压器的磁化过程82.3电路特点分析102.4本章小结10第3章 电路参数设计113.1 设计的技术指标113.2 主电路关键参数设计113.3 控制电路关键参数设计133.4 本章小结16第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计174.1 正激变换器小信号模型推导与分析174.2 补偿网络设计204.3 补偿网络参数计算224.4 本章小结24第5章 仿真分析255.1 仿真的目的、意义与可信度255.2 开环仿真及其结果分析255.3 闭环仿真及其结果分析275.4 本章小结31结论32参考文献33致谢34附录135附录241附录346附录454附录560I第1章 绪论 第1章 绪论1.1 课题背景开关电源以其很多显著的优点正被越来越广泛的应用于国民生产的各个领域。这些优点体现于以下几个方面：效率高。开关稳压电源调整开关管工作在开关状态。在截止期间，开关管无电流，因此不消耗功率，可大大提高效率，通常可达到80%以上。而传统的调整串连型稳压电源的晶体管一直工作在放大区，全部负载电流都通过晶体管，功耗就较大，因而效率很低，一般只在50%左右。由于开关管在开关状态，功率消耗小，不需要采用大散热器。而且功耗小使得机内温升低，周围元件不会因长期工作在高温环境下而损坏，有利于提高整机的可靠性和稳定性。稳压范围宽。当开关稳压电源输入的交流电压在150250范围内变化时，都能达到很好的稳压效果，输出电压的变化在2%以下。而且在输入电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率。因此开关稳压电源适用于电网电压波动很大的地区。体积小重量轻。开关电源可将电网输入的交流电压直接整流，再通过脉冲变压器获得各组不同的脉冲电压，这样就可省去笨重的工频变压器，节省了大量漆包线和硅钢片，使电源的体积大大缩小，重量减轻。安全可靠。开关稳压电路一般都具有自动保护电路。当稳压电路、高压电路、负载等出现故障或短路时，能自动切断电源，保护功能灵敏可靠。正是基于开关电源相对于传统相控和线性电源的优势，很多相关单位和部门都将面临着传统电源的改造和改进工作。开关电源市场比较乐观。而且随着电力电子新技术产品的“四化”发展方向：应用技术的高频化，硬件结构的模块化，软件控制的数字化，产品性能的绿色化，新一代开关电源产品的技术含量将在原有基础上进一步提高，更加成熟、经济、实用、可靠，从而更好的服务于国民经济的各个相关行业，提供高品质的电能。【10】1.2DC/DC变换器常用拓扑介绍1）正激变换器图1-1正激变换器如图1-1所示，电路结构简单，是中小功率场合常用的拓扑方案。这种变换器必须采取附加复位电路来实现变压器铁芯磁复位，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它的多种复位方式拓扑一般都存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管承受两倍左右的输入电压，主功率管的占空比一般都不超过O.5。【3】2)反激变换器图1-2反激变换器如图1-2所示，其电路形式与正激变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。从输出端看，反激变换器是电流源，功率管每开通一次，就要往输出端传送能量，因此输出端不能开路。3）推挽变换器图1-3推挽变换器如图1-3所示，电路结构简单，变压器铁芯双向磁化，当一台正激变换器不工作时，滤波电感能量可以通过另一台正激变换器的二次侧回路向负载释放，因此相同铁芯尺寸下，推挽电路能够比正激式电路输出更大的功率，但电路必须有良好的对称性，否则容易引起直流偏磁导致铁芯饱和。另外，变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感，从而降低功率管的关断电压尖峰，这增大了变压器绕制工艺的要求以及对所用功率器件电压定额的要求。【3】4）半桥变换器图1-4半桥变换器如图1-4所示，铁芯双向磁化，利用率高。变压器铁芯不存在直流偏磁现象，功率管承受电源电压，流过两倍的输入电流，适合高压中功率场合。5）全桥变换器图1-5全桥变换器如图1-5所示，铁芯双向磁化，利用率高，易采用软开关工作方式。功率管承受电源电压，流过一倍输入电流。但全桥变换器功率器件较多，控制及驱动较复杂，并且变压器铁芯存在直流偏磁现象，桥臂存在直通现象，比较适合大功率场合。【3】6）双管正激变换器图1-6双管正激变换器如图1-6所示，S1和S2同时导通同时关断，当S1和S2导通时，输入直流母线电压加在变压器原边绕组上，向副边传输能量，当S1和S2关断后，Dl&D2导通，磁化能量回馈电源。双管正激变换器的优点： 电路结构简洁，通过两个二极管来提供励磁电流回路，实现铁芯磁复位，去除了复杂的磁复位电路，与开关管串联的二极管将开关管的电压箝位在输入电压，同时为变压器的励磁电流提供回路，励磁能量回馈给电源，减小了损耗，功率管只承受输入直流母线电压，电压应力低。 相对于半桥变换器或全桥变换器而言，双管正激变换器的每一个桥臂均由一个开关管和一个二极管串联组成，不存在桥臂直通现象，可靠性高。双管正激变换器技术成熟，在中等功率场合得到了广泛的应用。但双管正激变换器存在缺点：通常占空比小于0.5，变压器工作于磁化曲线的第一象限，磁芯利用率低，而且在同一条件下与全桥相比，输出滤波电感的体积也较大。【8】7）交错并联双管正激变换器图1-7交错并联双管正激变换器如图1-7所示：1.Q1、Q2、D1、D2与副边拓扑构成一路双管正激变换器，Q3、Q4、D3、D4与副边拓扑构成另一路正激变换器，D5、D6分别为这两路正激变换器的副边整流二极管，D7为两路共用的续流二极管，L、C分别为输出滤波电感和滤波电容。2.当一路变换器的开关管关断后，经过短暂的死区时间，负载电流经二极管D7续流，变压器磁化电流逐渐减小为零，实现铁芯磁复位，能量回馈电源，然后另一路变换器开始工作，另一组变压器的励磁电流逐渐增大，然后重复之前过程。两路正激变换器以相位相差180的方式交替工作，因此与单路正激变换器相比其等效占空比，提高一倍。与双管正激变换器相比，正激变换器的交错并联具有许多优点： 在同样工作频率下，与双管正激变换器相比，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，减小了输出滤波电感的体积。 副边整流侧电压的等效占空比增加一倍，提高了电路的响应，并有利于驱动电路的设计，在同样输出电压的情况下，整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于续流管的选择。 每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，减轻了散热设计的难度。 输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。两路双管正激变换器相当于一个全桥电路，所用的器件数量基本相同，但是交错并联双管正激变换器克服了全桥变换器的变压器偏磁、桥臂直通和控制驱动复杂等缺点。 基于对以上几种常用隔离式DC/DC电路拓扑的分析，根据380VAC三相交流输入，输出平均功率3KVA的技术指标，本次设计选择交错并联双管正激变换器。【8】1.3 本章小结本章首先对几种常见的DC/DC变换器的拓扑结构的工作原理进行分析，并列举出了各自的优缺点。然后又进一步讲述了交错并联双管正激变换器的工作原理及其优缺点。通过对它们性能的优越性进行比较，综合考虑各种因数，最终决定选用交错并联双管正激变换器。69 第2章 主电路工作原理分析 第2章 主电路工作原理分析本章主要从两个方面方分析交错并联双管正激变换器稳态工作原理：变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系。由于这部分相对简单，这里只是将半导体器件的电压电流应力和输入输出电压的关系列出。这部分的工作主要是为第三章功率电路各器件的设计选取提供依据。变压器的磁化过程，由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双管正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里单独对变压器的磁化过程进行了详细的分析。2.1交错并联双管正激变换器的基本关系 为方便论述，将第一章交错并联双管正激变换器的主电路再画在这里，如图2-1所示。 Q1、Q2、D1、D2与副边拓扑构成一路双管正激变换器，Q3、Q4、D3、D4与副边拓扑构成另一路双管正激变换器，D5、D6分别为这两路变换器的副边整流二极管，D7为两路空用的续流管，L、C分别为输出滤波电感和滤波电容。图2-1交错并联双管正激变换器 输出电压与输入电压的关系 其中D是单路占空比，K是变压器的变比（文中出现的占空比都是指单路占空比）。 关管的电压电流应力当开关管关断时，开关管上的电压是输入电压Vi，当开关管导通时，流过开关管的电流是经变压器变换后的负载电流，其有效值是副边整流管的电压电流应力流过整流管电流的有效值 对于两路共用一个电感的拓扑来说，副边整流二极管的电压应力是变压器副边电压的两倍。 副边续流管的电压电流应力流过续流管电流的有效值为副边续流二极管的电压应力是变压器副边电压。原边续流二极管的电压电流应力流过该二极管的电流是变压器磁化电流，其上的电压是输入电压。2.2变换器中变压器的磁化过程对于共用一个电感的交错并联双管正激变换器来说，其磁化曲线不象单路双管正激变换器是第一象限单向磁化的，而是会运动到第三象限。这是由于另一路的存在，使得这路在变压器去磁完毕后变压器副边不会被续流二极管短路，造成共用一个电感的交错并联双管正激变换器的变压器磁化曲线会运动到第三象限。【6】下面依据图2-2所示的电压电流原理波形，对这个过程进行简要的分析。分析前做如下一些假设： 所有开关管，二极管均视为理想器件； L足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变，这样L和C以及负载电阻可以看成是一个电流为I0的恒流源。图2-2半导体器件的电压电流原理图在t0时刻前，Q1、Q2、D1、D2上电压均为（1/2）Vin，Q3、Q4上电压均为Vin。负载电流Io通过D7续流，D3、D4导通，磁化电流减小，变压器T2实现铁心磁复位。t0时刻，Q1、Q2开通，D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍导通，T2励磁电流继续通过D3、D4续流，线性减小，回馈电源。D7关断，D5导通，电源通过T1给副边传输能量，T1磁化电流从零线性上升。2.在t1时刻，励磁电流为零，D3、D4自然关断。开关管Q1、Q2的驱动脉冲变为低电平，Q1、Q2关断，T1磁化电流从正向最大值线性下降。D5关断，D7开通，负载电流I0经D7续流。D1、D2开通，T1的磁化电流通过D1、D2续流，线性减小，回馈电源。Q1、Q2承受的电压为Ui。3.在t2时刻，Q3、Q4的驱动脉冲为高电平，Q3、Q4开通，开始工作与下半周期，两路双管正激变换器互换工作状态，重复前半周期的工作过程。4.变压器磁芯复位过程分析：以T1为例，当Q1、Q2关断后，由于变压器的原边、副边均有剩磁，所以流过原副边的电流不能突变为零，原边电流经续流二极管D1、D2续流，并逐渐减小，复边电流经D5续流，电感电流经D7续流，此时二极管D5、D7均导通，使变压器副边短路，副边电压为零，由于变压器的箝位作用，使原边电压为零，原边电流迅速减小为零，实现变压器复位。【8】2.3电路特点分析从以上分析可见，双路交错并联双管正激DC/DC变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1、D2或D3、D4向电源回馈能量，实现铁芯磁复位，电路结构简洁。并且主功率管关断期间只承受电源电压，这样就可以选用高速的MOS管，从而减小输出和输入的滤波元件的体积。而且，两路交错并联双管正激变换器相对于单路双管正激变换器，具有以下优点：在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积，同时输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。由于两路交错并联，使得整流侧输出电压等效占空比增加一倍，这就带来两个好处：1.使功率管工作在占空比小于0.5的情况下，整流侧输出电压占空比可以在01之间变化，提高了电路的动态响应，并且有利于驱动电路的设计；2.在同样输出电压的情况下，变压器副边匝数减少一倍，这使得整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于选择低电流定额的续流管。并联结构可以使每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，提高可靠性。【10】2.4本章小结本章首先分析双管正激变换器稳态工作原理，主要从两个方面展开：变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系。由于这部分相对简单，这里只是将半导体器件的电压电流应力和输入输出电压的关系列出。这部分的工作主要是为第三章功率电路各器件的设计选取提供依据。变压器的磁化过程。由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双管正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里单独对变压器的磁化过程进行了简要的分析。第3章 电路参数设计 第3章 电路参数设计3.1 设计的技术指标 交流电压：380V20%输入电压：交流电压整流后得410VDC615VDC输出电压：180V直流输出输出功率：该变换器是某逆变器的前级，逆变器输出满载功率为3KW。考虑到逆变器自身损耗，将该DC/DC变换器平均输出功率定为3300W，最大瞬时功率定为6300W。保护功能：输入过压保护、输出过压保护、原边过流保护、后级保护、前级保护、输出短路时具有限流功能(故障消除时能恢复正常工作)。3.2主电路关键参数设计 主电路参数设计时，考虑稳态时各元器件的电压电流关系。 由于输入滤波电容的存在，忽略三相整流后电压的波动，从而近似输入电压无波动。1.变压器设计【1】a、占空比和变压器变比的确定控制芯片选用UC3525，试验中它可以输出最大占空比D为0.47，开关频率设计在50K。在输入电压最低为410VDC时，保证输出电压以达到180V。 由公式： （3-1）可得变压器原副边变比K=N1:N2=2.14，考虑到实际电路中会有一定的占空比丢失，取变比K为2。b、磁芯选择 根据公式 （3-2）其中等价功率PT=3.3KW，Bw取0.15T，载流密度J=4A/mm2，窗口利用系数KO=0.2，,得磁芯尺寸为18.53，EE55B型磁芯符合.再根据公式 （3-3）得到变压器原边参数N1=27.2，取28，根据变比要求取副边匝数为14。 3.滤波器参数计算 a、滤波电感根据公式 （3-4）其中R为5，=1对应电感电流的临界点，=50KHZ，求得L=130uH。b、滤波电容根据公式 （3-5）其中R为5，=50KHZ，求得C=70uF。4.半导体器件选取 a.开关管 根据整流后的最高输入电压为615V,选取耐压为800V的MOSFET。 b.原边续流二极管 续流管中流过的是变压器磁化电流，取磁化电流为负载电流的5%，因此得到流过原边续流管的电流为 原边续流管的电压应力是输入直流母线电压，最大为615V，选取DSEl812型二极管。c.副边整流整流二极管 流过整流管电流的瞬时值是流过开关管电流瞬时值的两倍，则流 过整流管的最大电流为 I=2Iq=30.7A承受的最大电压也为615V，选取DSEl3012二极管。d.副边续流管的选取开关频率相对于输出功率变化的频率很高，在每个开关周期中，电感电流近似不变。流过该二极管的最大电流为IDFmax=IDRmax=30.7A考虑到线路电感引起的电压尖峰和反向恢复损耗可能会热击穿二极管，选取两个IXYS公司的DSEl3006二极管串联。3.3 控制电路关键参数设计 控制电路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525，此芯片是电压型芯片，可以外接一个运算放大器，做电压环，其内部的运放用来做电流环，该芯片具有功能强大、集成度高等优点，能完全满足控制及保护功能要求。UC3525能提供接近50%的脉宽控制，可设定死区时间，对称性好，工作频率可达400kHz，图腾柱结构输出，输出能力达500mA，内带2MHz带宽的放大器，软启动功能，Shutdowm保护端功能。【10】根据控制要求，采用如图3-1所示的3525外围电路及参数要求。1.频率设定频率由6脚与5脚值决定。开关频率为50KHz,内部振荡频率为100 KHz,可确定:, 。2.死区时间设定由于双管正激变换器无直通现象，且3525的输出最大占空比小于0.5，为了提高系统的动态相应，可以尽量增大最大占空比，因此在设计时，将死区设置电阻Rd定位0。3.软启动电容设定芯片加电后，软启动端P8脚提供50uA的输出电流，把电容电压从0V缓慢充至3.3V，对应输出占空比从0缓慢增至最大值，设定软启动电容l0uF。软启动时间为：软启动端电平拉低后驱动信号为零。在变换器出现某些故障时，可以拉低软启动端电平，使输出为零，如输出过欠压故障、输入过压故障、功率管过流故障等。软启动端可以减小功率管的开机冲击，避免变压器的双倍磁通效应。4.Shutdowm端保护当Shutdowm端电平高于0.8V时，切断芯片工作，没有驱动信号输出，并给软启动端电容复位：当Shutdowm端电平低于0.8V时，重新软启动。要正常实现保护功能，该端子的电流还要大于0.4mA。某些故障保护端必须加在Shutdowm，如功率管短路故障、输入过压故障、变压器原边过流故障等。5.基准电平P16脚Vref提供50mA输出能力的5.1V高精度电压基准。6.解耦电容9脚附近并接较小容量的解耦电容，滤除图腾柱产生的谐波，以免影响系统的正常工作。图3-1UC3525外围电路7.原边过流保护图3-2过电流保护电路图32是原边电流取样电路。T1、T2是脉冲电流互感器，它们在电路中交替工作用来检测功率M0SFET漏极流过的电流波形。目前可行的电流取样器件有，无感电阻、霍尔电流传感器、普通的电流互感器。无感电阻是采用无感绕法的低值电阻，尽管用法简单，但会造成明显的附加压降和损耗。霍尔电流传感器是比较理想的快速电流检测器件，但价格较贵限制了它的应用。普通的电流传感器存在带宽限制以及输出信号失真等问题。 这里我们采用了脉冲电流互感器，套在功率MOSFET的漏极引线上，线上流过的电流是漏极电流Ids。引线相当于脉冲电流互感器的原边，匝数为1匝，磁环如果绕了N匝，则原副边匝比为1/N。假设电流互感器铁芯的工作磁导率很大，当互感器的原边流过正脉冲电流Ids时，副边电流为Is=Ids/N，Is在检测电阻R5、R6上建立电压，Urs=Isr/N(R5=R6=R)，原边电流降到0时磁场储能通过击穿二极管去磁。这样副边检测电压 很好地再现了原边脉冲电流。电容C1、C2用于吸收高频振荡尖峰。检测电压送给LM31l比较器并与基准电压进行比较。正常时，LM31l的输出为高电平，当检测到脉冲电压的峰值超过基准电压时，输出低电平，这个信号传给后接的保护、锁定电路进行过流保护。图3-3主功率管驱动电路如图33所示是一路双管正激电路的两个主功率管的驱动电路。设计时应考虑：1)由于双管正激电路结构上的需要，两个主功率管必须电气隔离，因此采取了如图所示的隔离驱动电路。 2)输入为3525输出的方波信号，由于主功率管均为电压型控制单极型功率器件，3525提供的两个图腾柱输出级电路结构不太适用，因此经对管Q1、Q2驱动。3)为了提高MOS管的关断耐压和抑制干扰的能力，开关管关断时在其栅源间加负电压。C为隔直电容，R1、R3为栅极驱动电阻，目的是防止电流尖峰引起的高频振荡。稳压二极管D1、D2和D3、D4目的是防止MOSFET正负驱动电压过高损坏管子。该电路的优点是该电路只使用一个+15V电源，即为单电源。由于隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压，从而加速了功率管的关断，因此有较高的抗干扰能力。3.4 本章小结本章主要是通过样机参数的指标，分别设计了主电路中的一些重要参数和控制电路中比较重要的参数。最后还对主功率管的驱动电路进行了分析，并确定出了主功率管的驱动电路。第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计 第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计4.1 正激变换器小信号模型推导与分析由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来，Buck 电路如下图所示。在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器。因此分析 Buck 变换器模型可以得到正激变换器的具体工作过程。【9】图4-2BUCK电路原理图为了获得 Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定电路工作在理想状态下。下面以此电路模型为基础推导 Buck 的状态空间表达式。假设电感电流连续，则Ton 时间内，电感电流线性增加， （4-1） （4-2）T 时间内，电感电流线性减小 （4-3） （4-4）以IL、Vc为状态变量，分别列出Ton、Toff时间内状态方程表达式。在0s t dT期间： （4-5） （4-6）简写成 （4-7） （4-8）在dT t Ts期间 （4-9） （4-10）简写成 （4-11） （4-12）将式（4-11）、（4-15）按占空比的影响求平均值，得到下式 （4-13）同理可得 （4-14）式中现在对基本状态平均方程组施加扰动， 将以上式子代入式（4-17）、（4-18）得：（4-15）（4-16） 将稳态分量与扰动分量分离成二组方程，其中扰动方程即为式（4-17）、（4-18），扰动方程如下：（4-17）式（4-16）、式（4-17）有、两项，故是非线性化方程，为了线性化，假设动态分量远小于稳态量，即，则、可以忽略，同时记，因此上两式可以化简为： （4-18） （4-19）上两式即为动态低频小信号状态平均方程，是一个线性非时变方程，将它进行拉氏变换，转至 S 域： （4-20） （4-21） 求解得， （4-22）将此式展开得，将其转化为等效电路形式为下图所示：图4-4连续工作模式下正激变换器小信号模型则由上图知正激变换器的动态小信号传递函数为： （4-23） （4-24）上式又被称为控制到输出的传递函数，上式中的n为变压器变比N2/N1。4.2 补偿网络设计图4-1所示为一种有源超前滞后补偿网络，其传递函数为 （4-25）有源超前滞后补偿网络有两个零点，三个极点。 零点： （4-26） （4-27）极点： (原点) （4-28） （4-29）这里R3R1，C2C1。图4-1补偿网络结构频率和之间的增益近似为 （4-30）在频率和之间的增益近似为 （4-31）一般将补偿网络的增益交越频率设定在补偿网络的与之间。理论上补偿后的回路函数的增益交越频率可设定为开关频率的1/2，但是考虑抑制输出开关纹波，增益的交越频率以小于1/5的开关频率较为恰当。若原始回路中函数有两个相近的极点，极点频率，可将补偿网络两个零点频率设计为原始回路函数两个相近极点频率的1/2，即 （4-32）如果原始回路函数没有零点，则可以将补偿网络的两个极点设定为=（13），以减小输出的高频开关纹波。至此，补偿网络的零点和极点的位置可以确定。由于补偿后系统的位于的零点与极点，于是可求出在零点与之间的增益为 （4-33） （4-34）有以下公式可以求出补偿网络各元件参数：首先设定R2的值， （4-35） （4-36） （4-37） （4-38） （4-39）补偿网络电路的实现大都利用PWM控制芯片或IC芯片内部的误差放大器外加RC无源元件构成，或者将PWM控制IC芯片内部误差放大器当做缓冲器，利用外加的运算放大器加RC无源元件构成补偿网络电路。【5】4.3 补偿网络参数计算交错并联双管正激变换器其等效占空比为2D，根据式（4-24）可得其传递函数为其中VO为负载输出电压，D为单路占空比，L为主电路滤波电感值，C为滤波电容值，R为负载电阻值。原始回路增益函数其中，则可得取交越频率=1/5=10KHz,则可求得原始回路函数在的增益为则可求得补偿网络的增益为幅频特性的转折频率补偿网络函数两个零点频率设计为原始回路函数两个极点频率的1/2，即则可求得在零点与之间的增益为至此可以求出补偿网络的电阻值和电容值。根据式（4-35）（4-39），可设 R2=10K，依据补偿网络和主电路可以建立闭环电路拓扑如下：图4-5闭环电原理图4.4 本章小结1.本章对双管正激变换器建立了小信号模型，并对其进行了分析，推导出了正激变换器的传递函数。2.提出了一种双零点，三极点的补偿网络，并依据主电路的参数计算了补偿网络的参数，建立了闭环电路拓扑。第5章 仿真分析 第5章 仿真分析5.1 仿真的目的、意义与可信度仿真是科技开发的一个重要环节，仿真的目的在于建立一个模拟的实验环境，提供一种高效的计算乃至是分析手段，从而减小开发过程中的盲目性，缩短开发周期。但是，仿真存在一个可信度的问题，仿真的结果并不能十分完美的反应实际情况。这主要取决于两个方面：一是方针手段有限，软件反应电路模型的能力有限及计算方法不是很完善；二是仿真中的电路模型无法真实反映实际电路。【7】5.2 开环仿真及其结果分析双管正激变换器交错并联技术的开环仿真电路图如图5-1所示，设其占空比为0.3进行仿真，根据公式 得 得到的仿真波形验证了设计电路的正确性。其仿真波形如图5-2所示.图5-1开环仿真电路图图5-2开环仿真波形上半部分得到的是输出电压的波形，经过1.5ms之后完全稳定在160V,与理论上应该计算得到的输出电压基本相同。下半部分是电感电流的波形，1.5ms之后电感电流也,在25A40A这个范围内稳定波动。故由此可说明交错并联双管正激变换器开环时的原理和参数的正确性。图5-3开环电路中驱动信号波形由于本次设计的题目是双管正激变换器的交错并联技术，要想实现它的交错并联，也就是要有两路相互独立的输出，这两路各自独立，给每一路一个驱动脉冲，都能给负载供能，而且既然是交错并联，就说明这相互独立的两路应该不能同时被触发，而应该是交替被触发，图5-3所示为开环仿真中的PWM驱动脉冲波形，可以明显发现两路驱动脉冲在一个周期内互补，以实现两路变换器交替工作的要求。5.3 闭环仿真及其结果分析本次设计中，采用电压单闭环控制，对负载电压进行采样作为采样电压与基准电压进行比较，产生差分信号，然后与三角波进行叠加，产生PWM脉冲信号，构成闭环控制。两路双管正激变换器的交错并联技术的电压闭环仿真电路图如图5-4所示。图5-4闭环仿真电路图图5-5闭环仿真负载电压，电感电流波形上半部分为输出负载电压波形，经过3ms达到稳定，下半部分为电感电流波形，经过2ms达到稳定。为清晰的表示幅值，对电感电流和负载电压单独仿真，图5-6，图5-7为单独的负载电压波形和电感电流波形。图5-6闭环仿真负载电压波形图5-7闭环仿真电感电流波形由图5-6和图5-7可以明显发现经过负载电压波形经过3ms后，稳定在180V，电感电流经1.6ms后达到稳定，在37V40V之间波动，纹波系数很小。图5-8为变压器副边二极管D5、D6、D7的电流波形 图5-8闭环仿真（D5、D6、D7）电流波形由图5-8可以发现，D5和D6在一个周期内交替工作，D7工作在死区时间内，负载电流在死区时间内，经二极管D7续流。如图5-9所示为闭环产生的PWM驱动脉冲图5-8闭环仿真驱动脉冲波形图5-9就是这两路的触发脉冲，从上图可明显看出来，这两路触发脉冲是相互独立，交替被触发的，与设计要求相符合。图5-10闭环仿真两路变压器原边电压波形如图5-10所示为变压器原边电压波形，由上图中可以明显发现两路变压器的电压波形在一个周期内互补，由此可以说明两路变压器是交替工作的。图中负电压的部分体现了一路变换器的开关管断开后，其变压器副边对原边的钳位作用。 为了验证闭环系统的稳定性，在4ms处加入一个50V的输入扰动信号，如图5-11所示。图5-11加入扰动后的输出负载电压波形由图5-11可以明显发现，系统稳定后，在4ms处加入扰动信号后，经过1.8ms，系统重新达到稳定状态，从而证明本次设计的闭环系统是稳定的。5.4 本章小结本章主要是利Pspice对本次所设计的电路进行仿真，验证其原理的正确性。首先对交错并联双管正激变换器的主电路进行开环仿真，开环仿真时直接给主功率管一个PWM驱动信号，看其仿真得到的输出电压是否满足理论值,并观察电感电流是否在所要求的范围内稳定波动，最后得到仿真结果与理论值大体相同，验证了主电路原理及参数的正确性。然后在其基础上加一个电压闭环进行仿真，得出的仿真结果也理论值相同，符合设计要求。结论本次设计的题目是单端正激变换器交错并联技术，通过对其技术指标的分析，选择了适合高压输入、大功率输出的高效率DC/DC拓扑交错并联双管正激变换器。并对其进行了电路原理分析，参数计算及其优化，小信号模型分析和电路仿真，给出了工程设计方法。最后，通过实验结果论证了交错并联双管正激变换器具有高效、可靠的优点。首先由于本次技术指标要求的输入输出电压都较高，电流不大。这样开关管的导通损耗，磁性元件的内阻造成的损耗，二极管的导通损耗，输出滤波电容的等效串联电阻上的损耗等等各种损耗都不大。其次由于采用的是交错并联结构：1.双管正激变换器的主功率部分的电路相当简洁，元件数量很少，附加损耗就少，变压器的励磁能量也返回给了输入电源。2.交错并联极大的改善了各种半导体器件(除了变压器副边续流二极管)的工作条件，提高了占空比的有效值。总之,本次设计让我受益匪浅,使我对这四年所学的知识又有了一次全新的认识。由于本人知识水平有限,设计中肯定还存在一些欠缺,还望老师多多指正。参考文献 参考文献1.郑颖楠，电源技术，燕山大学自编教材2.陈道炼，并联交错式有源钳位正激变换器研究 ，航空时报，20003.王兆安，电力电子技术，机械工业出版社，2009.024.丁道宏，功率电子学，南京航空航天大学出版社，1995.015.陈伯时，电力拖动自动控制系统，机械工业出版社，2009.096.陈敏，马皓，徐德鸿，变压器励磁电感对双正激变换器正常工作的影响7.魏艳君，电力电子电路仿真，燕山大学出版社8.陈道炼，胡育文，严仰光并联交错式有源箝位正激变器研究，航空时报，2000.069.穆新华，交错并联式双管正激变换器工作模式分析及系统设计，中国电机工程学报，2004.1210.3KVA交错并联双管正激变换器的研究与开发，南京航空航天大学硕士学位论文11.叶慧贞，杨兴洲，开关稳压电源，国防工业出版社，199012.王常永，带有功率因数矫正的开关型变换器的建模与计算机仿真，199913. C.H.G.Treviso, A.A. Pereira, V.J. Farias, J.B. Vieira and L.d.e Freitas,“A 1SKw Operation with 90% Efficiency of a Two Transistor Forward Converter with Non-disspative Snublber”,PESC96, P696-70014. Ning Sun, Dan Y. Chen and Fred C. h e . “Forward ConverterRegulator Using Controlled transformer”. IEEE Trks. On Power Electronics.Vol.11, No. 2, Mar 1996.SI Yie-Tone Chen, Dan Y. Chen and Yan-Pei Wu.15. Michael T. Zhang, Milan M. Jovanovic and Fred C.Y. Lee, “Analysis and Evaluation of Interleaving Techniques in forward converters”.IEEE Trans. On PE, Vol.13,No.4, July 1998致谢本论文是在吴俊娟导师的亲切关怀和精心指导下完成的，在跟随吴老师做毕业设计的这段日子里，导师的治学严谨，待人诚恳的态度将使我终生受益，时时激励着我独立思考，自己动手练习，奋发向上，在这里对您表示深深的谢意。同时还要感谢同班的各位同学，是他们使我的生活充满乐趣，使我有一个和睦的生活、好的学习环境。感谢所有在我求学路上关心我、帮助我的人。感谢他们在我多年求学生涯中承受了各种的压力，付出了最真挚的爱。感谢一切我爱和爱我的朋友，他们是我生活和学习的动力。附录 附录1燕 山 大 学本科毕业设计（论文）开题报告课题名称：交错双管并联正激变换器研究学院（系）：里仁学院年级专业：09级电气工程及其自动化学生姓名：雒明浩指导教师：吴俊娟完成日期：2013-03-24一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义 1、国外研究动态：自20世纪50年代，美国宇航局以小型化重量轻为目标而为搭载火箭开发首个开关电源以来，在半个多世纪的发展中，开关电源逐步取代了传统技术制造的相控稳压电源，并广泛应用于电子整机设备中。随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。近20年来，集成开关电源沿两个方向发展。第一个方向是对开关电源的控制电路实现集成化。近些年来，国外研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM芯片。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。1994年，美国电源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔离式PWM型单片开关电源，其属于AC/DC电源变换器。之后相继推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch等系列产品。意-法半导体公司最近也开发出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率单片电源系列产品，并得到广泛应用1。目前，单片开关电源已形成了几十个系列、数百种产品。单片开关电源自问世以来便显示出强大的生命力，其作为一项颇具发展前景和影响力的新产品，引起了国内外电源界的普遍关注。单片开关电源具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等特点，现己成为开发中小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。二、国内研究动态：与国外开关电源技术相比，国内从1977年才开始进入初步发展期，起步较晚、技术相对落后。目前国内DC/DC模块电源市场主要被国外品牌所占据，它们覆盖了大功率模块电源的大部分以及中小功率模块电源一半的市场。但是，随着国内技术的进步和生产规模的扩大，进口中小功率模块电源正在快速被国产DC/DC产品所代替。国内开关电源自主研发及生产厂家有300多家，形成规模的有十多家。国产开关电源已占据了相当市场，一些大公司如中兴通讯自主开发的电源系列产品已获得广泛认同，在电源市场竞争中颇具优势，并有少量开始出口。随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人 们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点， 广泛应用于中小功率电源变换场合。 二、研究的基本内容，拟解决的主要问题1.研究内容：交错双管并联正激变换器采用单端变换器的并联交错技术，它可看作并联技术的变化形式。应用UC3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，通过Pspice仿真验证其控制性能。深入分析电压型控制交错双管并联正激DC-DC变换器的工作原理，建立交错并联双管正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型,详细论述交错并联双管正激DC-DC变换器的稳态原理，按照变换器的实际工作情况，分析交错双管正激DC-DC变换器断续，临界连续和连续的工作模式，并推导出双管正激DC-DC变换器的输出外特性，并且从中得出此类变化器所拥有的一些优点。并基于UC3823的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程, 仿真验证控制系统的性能。2.解决问题：交错双管并联正激变换器通过两路双管正激变换器以相位相差180的方式交替工作，使功率管工作在占空比小于0.5的情况下，整流侧输出电压占空比可以在01变化，提高了电路的动态响应，并且有利于驱动电路的设计；在同样输出电压的情况下，变压器副边匝数减少一倍，使得整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于低电流额定的续流管。同时，并联结构使每个并联之路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，提高可靠性。在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积，输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。3、 研究步骤、方法及措施1. 查阅并消化理解资料，掌握交错双管正激变换器的基本工作原理 交错双管并联正激变换器采用单端变换器的并联交错技术，以相位相差180的方式交替工作，一路双管正激变换器工作时，