数控铣床伺服驱动系统的设计.doc

目 录第一章 引言 1 1.1 进给伺服系统的组成1 1.2 进给伺服系统的分类1 1.3 对进给伺服系统的基本要求2 1.4 常用的伺服电动机2第二章 机床数字伺服系统设计 3 2.1 数字伺服系统概述3 2.2 进给伺服系统设计5 2.3 伺服系统反馈回路设计7 2.4 数字伺服控制器算法设计及编程9 第三章 系统硬件设计14 3.1硬件电路总体结构14 3.2硬件电路设计14 第四章 结论18致谢 18参考文献 19英文翻译 20数控铣床伺服驱动系统的设计摘要 本文通过对现有的数控铣床伺服驱动系统进行了分析研究，结合目前市场上中小型企业的需要，采用全数字式伺服系统提供进给运动，利用8097单片机结合模拟化数字设计方案对伺服环路进行设计,对交流运动伺服系统的软、硬件构成及具体实现方法进行了研讨设计。试验证明此数字伺服系统达到静态精度:0.0010角速度范围:0-800rpm最大角加速度: 838rad/s2最大负载惯量: 0.0132kg.m2,满足现代工业制造,适合于中小型企业.关键词: 交流伺服系统 反馈回路 控制器 主板电路 2009届机械设计制造及其自动化专业毕业设计（论文) 第一章 引言机电一体化设备1的进给伺服系统，大多是以运动部件的位置和速度作为控制量。对于数控机床来说，进给伺服系统的主要任务是，接受插补装置生成的进给脉冲指令，经过一定的信号变换及功率放大，驱动执行元件（伺服电动机，包括交、直流伺服电动机和步进电动机等），从而，控制机床工作台或者切削刀具的运动。1.1进给伺服系统的组成 进给伺服系统一般包括控制模块、速度控制模块、伺服电动机、被控对象、速度检测装置，以及位置检测装置等。1.2 进给伺服系统的分类1.2.1 根据进给伺服系统实现自动调节方式的不同分为： （1）开环伺服系统 如图1-1所示，这类系统的驱动元件主要是步进电动机或电液脉冲马达。系统工作时，驱动元件将数字脉冲转换成角度位移，转过的角度正比于指令脉冲的个数，转动的速度取决于指令脉冲的频率。系统中无位置反馈，也没有位置检测元件。开环伺服系统的结构简单，控制容易，稳定性好，但精度较低，低速有振动，高速转矩小。一般用于轻载或负载变化不大的场合，比如经济型数控机床上。 （2）闭环伺服系统 如图1-2所示，这类系统是误差控制伺服系统，驱动元件为交流或直流伺服电动机，电动机带有速度反馈装置，被控对象装有位移测量元件。图1-1 开环伺服系统结构图由于闭环伺服系统是反馈控制，测量元件精度很高，所以系统传动链的误差、环内各元件的误差，以及运动中造成的随机误差都可以得到补偿，大大提高了跟随精度和定位精度。 图1-2 闭环伺服系统结构图 （3）半闭环伺服系统 如图1-3所示，这类系统的位置检测元件不是直接安装在进给系统的最终运动部件上，而是经过中间机械传动部件2的的位置转换，称为间接测量。半闭环系统的驱动元件既可以采用交流或直流伺服电动机，也可以采用步进电动机。该类系统的传动链有一部分处在位置环以外，环外的位置误差不能得到系统的补偿，因而半闭环系统的精度低于闭环系统，但调试比闭环系统方便，所以仍有广泛应用。 图1-3 半闭环伺服系统结构图 1.2.2 按使用的驱动元件分为： （1）步进伺服系统 驱动元件为步进电动机。常用于开环/闭环位置伺服系统，控制简单，性能/价格比高，维修方便。缺点是低速时有振动，高速时输出转矩小，控制精度偏低。 （2）直流伺服服系统 驱动元件为小惯量直流伺服电动机或永磁直流伺服电动。小惯量直流伺服电动机最大限度地减低了电枢的转动惯量，所以能获得较好的快速性；永磁直流伺服电动机能在较大的负载转矩下长时间工作，电动机的转子惯量大，可与丝杠直接相联。 （3）交流伺服系统 驱动元件为交流异步伺服电动机或交流永磁同步伺服电动机。可以实现位置、速度、转矩和加速度等的控制。1.2.3 按进给驱动和主轴驱动分为 （1）进给伺服系统 进给伺服系统是指一般概念的伺服系统，它包括速度控制环和位置控制环。进给伺服系统完成各坐标轴的进给运动，具有定位和轮廓跟踪的功能3，是机电一体化设备中要求较高的伺服控制系统。 （2）主轴伺服系统 严格来说，一般的主轴控制只是一个速度控制系统，主要实现主轴的旋转运动，提供切削过程所需要的转矩和功率，并且保证任意转速的调节，完成在转速范围内的无级变速。在数控机床中，具有C轴控制的主轴与进给伺服系统一样，为一般概念的位置伺服控制系统。第二章 机床数字伺服系统设计 世界上许多研制数控系统的厂家，比如SIMENS公司、FAUNC公司、FAGOR公司等，相继推出各自的数字伺服系统，并成功地应用于机床、机器人等控制系统。鉴于数字伺服系统在众多方面优于模拟伺服系统，本机床将全面采用数字伺服系统设计。2.1数字伺服系统概述数字伺服系统，如图2-1典型数字伺服系统4框图，即以计算机作为控制器的伺服系统，它的发展是自动控制理论和计算机技术发展的结果。自动控制理论提供新的控制律以及相应的分析和综合方法，而计算机技术恰恰满足了实现相应控制律的现实可能性，以计算机作为控制器，对控制系统的品质指标.无论是稳态精度还是动态响应都达到相当高的水平。在一些国家的很多应用场合中，数字伺服系统己代替了模拟式伺服系统。在我国，数字伺服系统的研制工作己由实验室研究阶段步入应用阶段，并取得了长足的发展，数字伺服系统代替模拟伺服系统己成为一种必然的趋势。2-1-1典型的数字伺服双闭环控制系统框图2-1典型的数字伺服双闭环控制系统框图数字伺服系统中位置闭环控制与调节采用数字信号，显然，位置指令与反馈信号也是数字信号，但功率放大元件、执行元件等的输入信号与输出信号均为模拟信号。 数字伺服系统通常扮演多级计算机控制系统中末级控制系统这一角色，它驱动负载采样开关之前的A，为系统的输入角，它来自上位计算机。编码装置司一看成一个量角器，用于测量负载轴位置，测量结果为系统的主反馈信号。详细的信号传输框如图2-2所示。图2-2数字伺服系统工作原理框图图2-2数字伺服系统工作原理框图2.1.1数字伺服系统工作原理简述 由图2-2可知，合一下采样开关I，采样周期开始，控制计算机通过其一个输入接口采样来自上位机的i，合一下采样开关工I，计算机通过另一输入接口采样来自转角编码装置的0。计算机根据本采样周期到的i(n)和0(n)及上一个采样周期采到的i(n-1)和0(n-1)，以及上上周期采到的i(n-2)和0(n-2),将以上量作为计算本采样周期的控制变量(Cn)的原始数据，按规定的控制去执行，该控制律己按算法程序固化在系统中，求出(Cn)，最后，将送到D/A转换线路，即合一下开关111,D/A转换线路作为计算机的输出接口，它的输出(连续模拟信号)加到PWM放大器的输入端。到此时，本采样周期的任务已完，等待下一个周期开始。2.1.2机床的伺服系统设计 文献56均提出自己的方法、设计技巧，但没有脱离模拟伺服的范围。本人结合课题要求和时代发展，决定利用数字伺服系统，究竟原因何在?现比较模拟伺服与数字伺服7的异同:1)模拟伺服系统的调节能力有限，当控制规律较为复杂时就难以甚至无法实现，而数字伺服系统恰好相反。2)数字伺服系统具有分时控制能力，能够实现多回路控制。本机床恰好具有多回路，而模拟伺服系统极不方便，且结构较复杂。3)数字伺服系统具有较强灵活性，根据其控制规律，利用同一计算机可对不同的回路实现控制，只需改变控制程序，即通过修改控制参数或控制方式来控制不同的对象，使用起来简单方便。4)利用数字伺服系统的多功能性，可实现数字化监控显示，同时与其它系统联网，实现信息共享，与CIMS的发展相一致。2.1.3数字伺服系统设计方法 数字伺服系统设计，关键在于数字控制调节器设计，根据设计思维差异可分为:一、模拟化设计(间接设计法)，顾名思义，它把计算机控制系统近似地看成模拟系统，用连续系统的理论进行动态分析与设计，将结果转变成数字计算机的控制算法。总之，它是将一个模拟控制器离散化，用数字控制器代替。二、直接设计法，将计算机控制系统经过适当变换，变成完全的离散系统，再利用Z变换分析设计控制算法。前者适合于己熟悉连续系统的设计方法和经验工作者，将其移值到数字计算机上予以实现，而其缺点是:在设计过程中，采样周期的选择必须足够小，周期的变化对系统性能影响不大，本人充分吸取文献56设计经验，认为采用模拟化设计对本机床伺服系统较合适。2.2进给伺服系统设计 零件轮廓加工由机床两轴联动实现，即由X轴、C轴，X轴采用普通的三环伺服驱动系统即可达到精度、速度要求，而对C轴(工件旋转轴)的转动则很特殊，它需带动质量和体积较大的工件，自然惯量也较大，其影响结果:导致X轴与C轴按数据指令控制联动时，C转动严重滞后，必然会对加工带来较大的误差。经过分析，简单的补偿无法消除这一误差，根据5的正确结论，利用在普通半闭环系统中加入位置反馈补偿环节，可解决这一矛盾.这一构思也是本机床伺服系统设计的一大特色。同时，在位置反馈补偿环节中引入了蜗轮一蜗杆传动，根据蜗轮一蜗杆传动原理，传动副之间工作齿面侧互相接触，而另一侧则必须存在一定的间隙，依靠这一侧隙，蜗杆副才不至于出现卡死现象，但侧隙太大时，在高速或变载传动时会降低运动精度和传递运动的平稳性。对于本机床，不合适的侧隙会影响到C轴、X轴联动的步调。因此必须对此误差作出补偿，这也得靠位置补偿环来实现。本论文具有一定初探性，考虑到设计C轴伺服驱动的同时，X轴伺服系统的所有设计步骤都涉及。只要C轴有了成功的经验，X轴便是水到渠成。因此，本论文选择较为复杂的C轴作为论证设计对象。2.2.1伺服系统技术指标8静态精度:0.0010角速度范围:0-800rpm最大角加速度:838rad/s2最大负载惯量:0.0132kg.m22.2.2伺服系统静态设计 根据设计要求，选择电机时要考虑:调速范围宽，起制动性能好，定位准确定位过程无超程，选用FAUNC直流伺服驱动系统较合适。同时，考虑到调速线路简单，低速性能好，稳速精度高等特点。伺服调速系统采用大功率晶体管脉宽调制(PWM)放大器调节电机速度。PWM脉宽调制器9选用H型双极性类型，与FAUNC系统配套使用。控制方式采取双位置补偿环全数字式控制。伺服系统主要参数:由所选电机及脉宽调制器，可确定系统相关参数，如表2-1所示:表2-1伺服系统参数项目机型额定输出功率规定电压额定电流额定转速机电时间常数转子惯量最大转矩电机30m2.8Kw200V36A1000r/min0.07s0.041197N.m项目机型额定输出功率规定电压额定电流输入电源速度指令电压速度反馈电压速度环数带30MH2.8Kw200V36A3相380V7V6V70Hz转动惯量匹配检验，根据文献7所得数 Jc=Js+Jm (1)Js机械部分的惯量折算到电机轴上得到转动惯量Jm一电机本身转动惯量按照设计要求，Js与Jm二的惯量比例关系最佳范围满足 (2)将Js,Jm代入Js/Jm=Js与Jm基本符合要求.2.2.2.3电机最大角加速度检验 (3) 技术指标规定。axm=838rad/s2满足最大加速度满足要求。2.2.3伺服系统回路元件选择2.2.3.1电流反馈元件为了满足伺服系统性能要求，反馈电流的检测由安装在电机端的霍尔传感器来实现，在使用时，用电枢回路的两匝穿过霍尔元件，霍尔元件参数:I0=50A,传感转换信号比: (4) 2.2.3.2速度反馈元件 按照数字控制设计要求:速度反馈回数字信号，利用光电脉冲编码器来测量速度信号，编码器将电动机转轴的角位置转换成脉冲序列，利用8253的定时计算功能，来得到电动机转速的数字式反馈量，选择编码器参数:p=2000P/r，分辨率为:0.0031rad/P.2.2.3.3位置反馈元件在速度反馈的基础上，将编码器的信号进行逆计算，便可获得电机轴端的角位置量，设定绝对零点后便可得出系统位置的绝对坐标，C,轴轴端位置反馈采取同样措施，只是所选编码器:，分辨率为:0.00035rad/P.2.3伺服系统反馈回路设计2.3.1电流反馈回路 将霍尔元件测得的弱电流信号，经两级放大，得到与电机电枢电流成确定关系的直流电压信号，将该信号通过A/D转换变成数字量，再经接口，输入微机10。A/D转换器选用10位单极性，分辨率为=0.000477V/位，电流反馈回路原理图如图2-3所示。图2-3电流反馈回路原理图图2-3中，C1,C2实现滤波的功能，且要求R3R1图中第二级放大器之前引入一5V电压完成将电流的双极性信号转换为A/D转换器需要的单极性信号。所选择电机的额定电流ia36A，则由图2-3-1，可列出输入/输出信号几种特殊况，如表2-3-2所示: 表2-2输入/输出信号电枢额定电流A/D转换口输入电压A/D转换结果+36A5V11111111110A2.50000011111-36A00000000000通过表2-2可以计算出电流回路反馈系数， (5)电流测量分辨率: (6) 2.3.2转速反馈回路 反馈回路中的脉冲编码器得到的信号频率较高，也即本机床伺服系统转速较高，采用变T法测速，并且需经光电隔离以防干扰，变T法所需的不同T值由GALIM对A,B两相脉冲的4倍频、2倍频、2分频、4分频来实现，由PC400隔离防止干扰，将经过处理的信号输入计数器完成转速测量。2.3.3位置反馈回路在转速反馈回路的分支上，如图2-3所示，利用8253的T1,T2信号，通过可逆计数方式获得位置数字信号。位置信号采集原理，数学模型的建立: 将A,B两相的4倍频信号同时输入8253的T1,T2计数器，T1计数器受控于电动机的转向信号，正转时:为零，T1被锁住。反转时=1,T1开启，开始可以计数，而T2则始终对4A信号计数，在一个计数周期内可能有瞬时反转，考虑一般情况，一个位置环采样周期内的位置偏移量.可表示为:P(n)=T2(n)一2T1(n) (7)其中T2(n)表T2计数器在一个采样周期的计数值。T1(n)表T1，计数器在一个采样周期的计数值。相对绝对定点的位置偏移量为 (8)2.3.4位置误差补偿环反馈回路 将电机轴轴端的编码器和C轴轴端经过倍频得出的信号，送到计数器8253的两个不同通道，8253对其进行计数，并在一个采样周期内二者的值相减，将相减结果转换成脉冲信号反馈到主回路控制输入。2.3.5PWM调制器输入信号8253的#0号计数器产生2KHZ的信号作为#1计数器的门控信号，从而确定PWM的工作频率，其中计数器只完成计时功能，通过改变了计数器的初始设定值，可以改变PWM的工作频率。8253的#1号计数器的时钟控制频率为4MHz，按照8253计数器原理，电流调节器的输出数字信号作为#1计数器的初始设定值，#0计数器输出的2KHZ信号控制#1计数器，通过#1计数器的时钟信号，对初始设定值作减“1”计数，直到初始值为“0”.这一系列设计的功能是通过电流调节器输出信号去控制PWM的占空比。根据以上分析，容易求出PW14信号的分辨率为 ,以上分析说明的结果可由表2-3列出:表2-3PWM调制器输入信号电流调节输出值PWM信号占空比PWM功率放大器电压输出20001200V10000.50V00-200V注:电流调节器输出值指在一个电流环采样周期内的计数值。注:电流调节器输出值指在一个电流环采样周期内的计数值。2.3.6数字伺服系统输入信号 软件编程实现NC11系统与伺服系统的串行通信。如果需要控制伺服系统，先对NC系统编程，然后NC系统将信息，以数据指令形式输入伺服系统的微机系统，本伺服系统的微机系统选用8097小系统。2.4数字伺服控制器算法设计及编程 前章节己论述:本伺服设计采用模拟调节数字化设计12。设计思路:先从电流环入手，然后将电流环等效为转速环的一内环去设计转速环。设计位置环遵循同样法则。2.4.1电流环控制器算法设计 电流环校正按典型I型系统13，调节器选PI调节器，电流环动态结构图如图2-4所示图2-4电流环动态结构图电枢回路时间常数: TL=L/Ra (9)交流交换装置滞后时间常数:Tv=1ms电流反馈滤波时间常数:Tfi=1ms总时间常数:TEi=TV+Tfi=2ms电流反馈系数: Kfi=Vgm/Idm=0.167V/A (10)电流环开环截止频率: ei= (11)电流环开环增益: 由 ei 知 (12) 由上一节己论述，将电流环较成典型工型系统时的PI调节器传递函数为:将传递函数，写成微分方程: (13) 按一定的采样周期T;离散得Uc(n)=Kiei(n)一kiei(n一1)+Uc(n一1) (14)其中 (15)代入ki,ri得电流控制器算式: Uc(n)=2.18ei(n)一1.38ei(n一1)+Uc(n一1) (16)Uc(n)表一采样周期的平均电压，由PW11占空比与电流调节器输出值的关系:Uc(0)=10000采样周期的选择:由电流环设计参数m=250s-，采样周期的选择按经验公式:，其中为采样角频率，为系统开始频率特性的截止频率。转速环位置环均适用这一结论。则 2.4.2电流环控制器程序设计 按照电流控制器算式Uc(n)=2.18ei(n)一1.38ei(n一1)+Uc(n一1)可设计程序流程图:(图2-5)编程:Data segment Const1 db 2.18; 存放consT12.18Const1 db 1.38; 存放contsT21.38PUTIN db ? ; 存放给定值Feed db ? ; 存放反馈值Err1 db ? ; 存放偏差e(n)Err2 db ? ; 存放偏差e(n-1)Mid1 dw ? ; 存放comst1*e(n)Mid2 dw ? ; 存放comst2*e(n-1)OUT1 dw ? ; 存放UC(n-1)Code segment Main procPush dsXor ax.axPush axMov ax,dataMov ds,axSubl:call sub2 Mov err1, al Mov dl, const1 Imul dl :ax2.18*e(n) 图2-5电流环控制器程序流程图 Mov midl, ax Mov al, err2 Mov dl, const2 Imul dl :ax1.38*e(n-1) Mov mid2,ax Mov ax,mid1 Sub ax,mid2 : ax2.18*e(n)-1.38*e(n-1) Add ax,outp1 : ax2018*e(n)-1.38*e(n-1)+vc(n-1) Out port,al : 从port输出Vc(n) Mov al,err1 Mov err2,al : 由e(n)e(n) Jmp sub1 Endp main Sub2 proc,near Endp sub1 End main2.4.3转速环控制器算法设计 按典型II型系统对原系统进行校正，调节器用PI调节器，转速环动态结构简图如下(图2-6)图2-6转速环动态结构简图电机的转矩系数:ce=1.55N.m/A总电机时间常数:Tm=0.0ls转速环反馈滤波时间常数取:Tfn=lms转速环小时间常数: (17)中频宽;n=5 积分时间常数: (18) 速度环开环增益: (19)速度调节器比例系数: (20)由 采样周期: (21)速度控制器算式(推导与电流控制器相类似) Ugi(n)=knen(n)一knen(n一1)+Ugi(n一1) (22) (23) Ugi(n)=18.7en(n)一15.5en(n一1)+Ugi(n一1) (24)其中Ugi(0)=5120转速环程序设计与电流环相似，此处不再赘述。2.4.4位置环控制器算法设计根据系统性能要求，位置环按典型系统校正，设计该环时，将速度简化后等效为惯性环节，其传递函数为: ,简化等效过程参考文献14，利用Routh-Pade简化法，调节该环节用P调节器，其动态结构图如图2-7所示。图2-7位置环动态结构图位置环的开环截止频率为: (25)位置环的开环增益: (26)位置环的调节器比例系数: (27)(kj为单位换算系数，当速度的单位是r/min，位置输出的单位为脉冲数时，kj=166.77.由则位置环采样周期为:控制算法表达式:Ugn(k)=kpe(n)=0.0317ep(n)该算式编程简单，此处不再细述。值得说明的是:在电流环、转速环、位置环设计中，计算所得的采样周期TITN,.TP，的值，只是理论上控制其最大值，也就是说确定了能保证一定控制性能指标的大致范围，在该范围内，可根据各自情形，继续减少周期值。第三章 系统硬件设计3.1硬件电路总体结构在该控制系统中，以TI公司的TMS320LF2407A作为整个电路的控制核心芯以IR公司的IR2132J负责功率逆变器的驱动控制。如图3-1所示，硬件电路主要有整流、逆变电路，电流检测电路以及其他接口和外围电路组成。控制对象为三相异步电动机，位置测量采用增量式光电编码器。图3-1硬件系统原理框图3.2硬件电路设计3.2.1 TMS32OLF2407A综合介绍 本系统采用的DSP芯片15TMS320LF2407A是基于320C2xLP内核。C2xLP内核具有4级流水线，可工作在40MHz，内核有一个中心算术逻辑单元(CALU)和一个32位的累加器(ACC),ACC也是CALU的一个输入，CALU的其他输入包括16位x16位的乘法器，以及输入数据定标移位器。为了实现小数的算术运算和验证小数的乘积，C2xLP的乘积寄存器的输出通过乘积移位器，以抑制运算中产生的多出来的位。该乘积定标移位器允许做12个乘积累加(MAC)而不会产生溢出。基本的乘积累加(MAC)周期，包括将一个数据存储器的值乘以一个程序存储器的值，并将结果加给累加器。当循环执行MAC，则程序计数器自动增量，并将程序总线释放给第二个操作数，从而达到单周期执了MACaC2xLP可以访问65536个16位的1/0口，C2000的外设，诸如串口、软件等待状态发生器等都映射为数据或1/O空间。用户程序必须使用其他的1/0地址来访问映射在1/0空间的外设。02000系列中的多数芯片可以产生0-7个等待状态。C2000系列由C20x和C24x系列组成。C20x的目标是低性能的电信设备，而C24x的目标是数字化的电机控制。本文采用的TMS320LF2407A属于C24x系列，C24x系列的芯片具有事件管理器模块，以便支持电机控制。该事件管理器模块具有3个加/减定时器和6个比较器，可以和波形产生逻辑配合产生多达16路PWM的输出，支持同步的和异步PWM产生。它还支持一个空间向量PWM状态机，方便进行SVPWM波调制。此外事件管理器还集成了6个捕获输入，其中的两个用于光编码器正交脉冲的直接输入。C24x系列的芯片还集成有10位的A/D变换器，在500ns的时间内对模拟信号作变换，另外还有8个或16个复用输入通道，一个独立的采样/保持(S/H)预定标器，通过支持不同的输入阻抗，给用户以极大的灵活性。TMS320LF2407A芯片片内有32K字的闪烁存储器(lfsah)1141。这些特点为交流异步电机位置伺服系统的高性能实时控制提供了一个理想的解决方案。3.2.2主板电路设计3.2.2.1主电路概述 本系统采用交流电源供电，功率驱动电路部分主要由整流电路、逆变电路组成，如图3-2-1所示。整流电路采用三相不可控整流桥，将交流电压220V转换成直流电压400V11。选用的整流模块耐压1000V，电流LOA。在工业应用中，整流电路中整流桥前应加磁环或者电容滤掉来自电网的干扰。Cl-C4滤波电路实现直流电源的低通滤波，滤去经整流后的电压纹波。滤波电容选择电解电容，工作电压应在650V以上，电容值为470uF。为了防止各个电容的漏电而影响电压分配，可在每个电容上并联一个适当的电阻R，其阻值一般在look到1M之间161。其中Q1-Q6为IGBT，构成逆变器，本文的逆变器选用了IGBT模块(耐压1200V，工作电流10A)，应用IGBT时主要任务是对IGBT驱动和保护电路的设计，本文在以下内容对它们进行了一些研究。3.2.2.2 IGBT驱动电路 IGBT通常采用栅极电压驱动，栅极驱动电压脉冲的上升率和下降率要充分大。IGBT导通后，栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要具有足够的幅度。由于IGBT在电图3-2整流逆变电路力电子设备中多用于高压场合，所以驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离，应使用光隔离器件。本文的驱动电路选用了IR(国际整流器)公司的芯片IR2132J。该芯片内部集成了互相独立的三相半桥驱动电路，可对上下桥臂提供死区时间，可直接驱动MOSFET或IGBT,IR2132J典型应用电路如图3-2，图中的功率开关器件可以为MOSFET或IGBT.IR2132)的主要引脚说明见表3-1 LF2407A芯片输出的六路PWM波通过功率驱动电路控制功率管有规律的通断将直流电逆变为交流电，提供给异步电机的三相定子。图3-4中IR2132J芯片引脚“HIV”和“LIN”接LF2407A输出的其中两路PWM触发控制信号，触发控制信号经IR2132J功率放大后，通过引脚“HO”和“LO”经两个限流电阻分别接至两个功率管的栅极以控制功率管的通断。图3-3IR2132J典型应用电路 IR2132J的自举技术使得整个电路采用一个电源工作，自举电源由二极管和电容组成，通过自举电路提供上桥臂的供电电源。图3-4中的电容cl是自举电容，二极管D1是快速恢复二极管，这两个电子元件及其参数的选择非常重要，选择不当不仅可能会烧毁功率管，导致逆变桥不能正常工作。由图3-4可知，当功率管Q2开通，Qi关断时，经快速恢复二极管D1、自举电容C1、功率管Q2给自举电容充电，以确保当Q2关断而要开通Q1时，Q1管的栅极能够依靠自举电容上足够的储能来驱动其开通，从而实现自举式驱动。自举电容的容量选取是否得当关系到其充电后的储能能否令功率管完全导通。容量过小则充电后储能不够，容量过大则充电回路的充电时间较大。在高频情况下则电容充电不充分同样储能不够而使得功率管不能完全导通。快速恢复二极管的恢复特性(从截止状态恢复到导通状态)很明显地影响自举电容的充电，恢复特性好则自举电容可以被充分充电，反之则自举电容不能够被充分充电。因此，自举电容和快速恢复二极管的合理选择就显得非常重要了。经过试验选择，当选取自举电容的容量为1.1uF，快速恢复二极管选为FR157时，IR2132J可以获得良好的驱动效果。表3-1 IR2132)主要引脚说明表3-1IR2132J主要引脚说明引脚名称HIN 1,2,3高逻辑输入引脚LIN 1,2,3低逻辑输入引脚FAULT错误输入引脚VCC电源输入引脚ITRP过电流信号输入引脚CAO电流放大器输出引脚VB1,2,3电流放大器反向输入引脚CA-高端浮置绝对供电电压HO 1,2,3高端驱动输出引脚V S1,2,3高端浮置偏移供电电压LO1,2,3低端驱动输出引脚VSS逻辑地VSO低端反馈输入及电流放大器正向输入引脚3.2.2.3过载保护 IR2132J内部集成了独立的运算放大器，可通过外部桥臂上的电阻取样电流构成模拟反馈输入，具有故障电流保护功能和欠电压保护功能，芯片能提供具有锁存的故障信号输出，此故障信号可由外部信号清除。通过相应的电路将故障信号传送到LF2407A的PDPINTA引脚而产生外部硬件中断，这时所有PWM输出会呈现高阻状态，切断电路连接，起到保护作用，同时LF2407A会向上位机发送故障信息，在上位机处产生报警。3.2.3.4电流检测电路电机主回路电流检测电路如图3-4所示，其原理是采用一个取样电阻将电流取样为电压信号，然后经运算放大器输入DSP的AID采样通道。由于系统采用的DSP芯片为+33V器件，因此模数转换器的输入电压可为+3.3V，参考电压低电平图3-4一电流检测电路1通常就是模拟地，参考电压高电平为外接的+3.3V精密电压基准输出。为了减小主回路中的取样电阻R5对系统压降的影响，R5实际选用阻值比较小的电阻，一般选用阻值为0.10的电阻比较合适。最终调试时，用一个IA的电流源流过R5,调节可调电阻R1，使此时运放的输出电压为。.33V。显然，电路中如果通过10A的电流时，经电流运放的输出为DSP中A/D的最大输入电压+33V，此时，模数转换的结果为FFCOH(十六进制)。图中的R4和C3图3-4电流检测电路1组成一个一阶RC低通滤波器。为了防止采样电流过大而损坏DSP的A/D通道，采用二极管D将输出电压限制在-3.3V到+3.3V之间起到保护作用。考虑到系统所用电机额定电流图3-5电流检测电路21.7A，在实际运行时候不会超过3.5A，放大系数为1.41时电流测量电路输入的范围是一5A到5A。经过电流测量电路后输出电压范围为一3.3V到3.3V，且本文中采用的A/D转换器为单极型，必须要对图3-2-4所示电路进行改进。即必须把测量电路输出电压转变为无符号值，首先调整图3-4中Rl使输入电流5A时，经运算放大器输出电压为1.65V，再通过图3-6所示电路将图3-2-4中测量电路的输出值都增加1.65V，这样，测量电流-5A时，模数转换的结果为。，测量电流为5A时，模数转换结果为FFCOH(十六进制)。再在软件中通过相应运算把测量电流值还原为有符号值。图3-6中，A/D转换器输入值计算公式如下: ( 28)式中VAD为A/D转换器电压输入值，VOUT二为图3-4测量电路输出值，VEF为3.3V.3.2.3扩展板电路及电机介绍扩展板是连接主电路和控制电路的桥梁，在扩展板上要完成不同电路板之间接线顺序的调整，同时还要完成电流等反馈信号的调理二反馈电流滤波电路采用RC低通滤彼器，设计成在一3dB处转折频率为75Hz。要实现对异步电机位置闭环控制，除了测量电流实现电流闭环外，还需要测量转速及位置信号。本文采用的是增量式旋转编码器来获取异步电动机的位置信息，光电编码器的输出脉冲经过施密特触发器整形后输入到LF2407ADSP内部集成的正交编码电路以提供速度和位置信息，并通过LF2407A内部的倍频电路来有效地提高转速测量的分辨率。本文中控制对象为一台SIEBER电机，电机参数说明如表3-2所示。表3-2交流异步电机参数说明电机参数说明额定功率(50Hz)W370额定电流(230V)A1.7启动电流A4.56额定转矩Nm1.3额定转速rpm2820功率因素Ccs(o)0.83工作效率%71启动转矩Nm3.9最大转矩Nm4.55最大转动惯量Kgm2定子电阻Ohms24.8极对数-1转子电阻Ohms16.1互感H1.46转子电感H1.49电气时间常数s第4章 结 论 本文以数控系统进给用全数字伺服驱动系统为研究对象,对系统进行理论分析,它适合自动控制理论和计算机技术发展的结果,并且对控制系统的品质指标,无论是稳态精度还是动态响应都达到相当高的水平.还对伺服系统进行了静态分析,对反馈回路进行数学建模,分析.决定采用模拟调节数字化设计本伺服系统.经过实验及调试,本系统达到了稳太精度高,运行平稳,加工精度高的要求,经济实用,适用国内于中小型企业选用. 致 谢在本论文的完成，首先要感谢母校重庆三峡学院的辛勤培育之恩。再感谢我的指导老师王悦善老师，在王老师的悉心指导与无微不至的关怀帮助下，才使我的论文得以顺利完成。王老师为论文课题的研究提出了许多指导性的意见，为论文的撰写、修改提供了许多具体的指导和帮助。他对科研事业的执著追求和不懈努力的精神，都值得我永远学习，他严谨治学、不断探索的科研作风，给我留下了深刻的印象，使我受益匪浅，是我今后人生路上的最好榜样。此外，我还要感谢系上的领导和老师对我的关心和帮助，你们给予我很大的支持和关怀，为我创造了良好的外部环境，值此机会，我向你们说声谢谢！同时，还要感谢班上的同学和寝室的兄弟们，为我提供了一个轻松活跃的交流氛围，在学习和生活上给予我了无私的帮助。在此就要感谢评阅老师对本论文进行的认真评阅和批评指正。最后，向所有给予我关怀和帮助的师长和同学们表示衷心的感谢！ 熊鸿雁 二00八年十二月二十日参 考 文 献1毕承恩、丁乃建现代数控机床(上、下册)机械工业版社19932成大先. 机械设计手册单行本机械传动 M. 北京：化学工业出版社，20043于骏一，邹青. 机械制造技术基础 M. 北京：机械工业出版社，20044徐承忠等数字伺服系统国防工业出版社19945喻良伟数控机床伺服进给系统分析与设计西南交通大学研究生硕士学位论文19966胡松叶轮加工专用数控机床伺服系统设计西南交通大学研究生硕士学位论文19977冯国楠现代伺服系统分析与设计机械工业出版社19938白恩远，王俊元，孙爱国.现代数控机床伺服及检测技术 M.2版.北京：国防工业出版社,2005.9泰忆现代交流伺服系统华中理工大学出版社199510赖寿宏微型计算机控制技术机械工业出版社199611吴麒自动控制原理清华大学出版社199012除金华可编程序控制器PLC应用技术电子工业出版社199313阳华平MNC铣床伺服系统及顺序控制分析与设计西南交通大学研究生硕士学位论文199814曾癸拴计算机反馈系统的鲁棒性设计科学出版社199215黄安南等机床微型计算机控制系统电子工业出版社1988CNC milling machine servo drive system designXiong-HongyanMechanical design manufacturing and automation 2005, Applied Technology College,Chongqing Three Gorges University, Wanzhou 404000Abstract ： The passage based on the existing CNC m