二极管的选择.doc

用好功率二极管众所周知，二极管是电子电路不可或缺的重要器件，功率二极管更是功率电路能否高效、高性能、高可靠工作的重要决定因素。有人对开关电源各器件的损耗作过分析统计，发现功率二极管的功耗在总损耗中占的比例相当大。在一个1KW的高频（200KHZ）低压（5V）输出的开关电源中，效率70，而功率二极管的损耗却有160W，也就是说，二极管的损耗达到了总损耗的50以上，因此，降低二极管的损耗往往能显著提高电源效率。开关电源等功率变换电路的性能指标也常常与所用的功率二极管十分有关，不合适的二极管参数不仅会降低电源指标，有时还会严重影响电源可靠性。因此，在功率电子产品的设计中，选好、用好二极管是十分重要的。要使用好二极管，首先得对二极管有一定了解。还得弄清二极管在电路各种位置中的作用、工作状态、电压、电流的应力情况。这样才能有的放矢地选择，合理地使用。本文想先简单介绍二极管的基本特性及主要参数，再从典型功率电路中二极管的各种使用场合，分析它们的工作状态，提出选用的依据、原则。希望能对功率电路设计师们在选用功率二极管有所帮助。 第一章. 二极管的基本特性及主要参数一.静态特性二极管的静态伏安特性曲线如图1.1所示，可以分成以下三部分：1. 正向特性二极管两端加上正向电压时,就产生正向电流。但是当这个电压比较小时，由于外部电场不足以克服内部电场对载流子扩散运动所造成的阻力，因此，这时的正向电流仍然很小，二极管呈现的电阻较大。随着两端电压的升高，内部电场被大大削弱，二极管的电阻变得很小，电流很快增长。这里，有两个二极管的重要静态参数，正向压降VF，正向直流电流IF。二极管規格书中的相关指标为最大正向电压VFM，正向平均整流电流IAV。2反向特性 外加反向电压时，由于在P型半导体还存在着少数自由电子，在N型半导体中也还存在着少数空穴，这些少数载流子在反向电压作用下很容易通过PN结，形成反向电流。在外加反向电压一定范围内，反向电流基本不随反向电压变化，图中IR表示的就是反向电流，VR表示所加的反向电压，二极管规格书中的IRM表示的就是最大反向漏电流。IRM也是二极管的重要静态参数，需要注意的是，它对温度较敏感，尤其是肖特基二极管，所以，规格书中列出了两种温度下的IRM。3反向击穿 当反向电压增加到一定的值以后，反向电流急剧增大，出现反向击穿现象。这是由于外加的电压强制地把外层电子拉出,使载流子数目急剧上升。此时的电压称为反向击穿电压。规格数中列出的相关指标为VRRM称为反向重复峰值电压，稍小于击穿电压。二.开关特性 在开关电源等功率变换电路中,除了工频整流器外，功率二极管大都工作在高频开关状态，因此，二极管的动态开关特性就十分重要。其中主要是正向开通特性和反向恢复特性。二极管开关过程中的电压电流波形如图1.2所示。 1. 开通特性 二极管开通时间特性如图1.2 a所示,开通初期出现较高正向峰值电压UFP，随后电压下降,电压达到稳态正向压降的1.1倍(也有人将此值定为2V)的时间,称为二极管正向开通时间TFR。选用工作在开关状态的二极管时，必须注意UFP和TFR这二个参数，因它们决定二极管开通损耗大小，对二极管工作时的温升影响很大。在某些电路中，如果二极管UFP太大，电路甚至不能正常工作。 2关断特性 二极管正在通过大的正向电流而突加反向电压时，反向阻断能力的恢复过程如图1.2b所示。 在T0瞬时，二极管上施加反向电压，正向电流IF以dif/dt速率减小,dif/dt的大小由反向电压UR和分布电感所决定。 在T1瞬时，二极管电流过零，由于PN结的存储效应，存储电荷消失前，二极管未恢复阻断能力，电流继续以相同速率反向增大，此时，正向压降稍有下降。 在T2时刻，电流达最大反向电流IRM，二极管开始恢复阻断能力，承受反向电压。 T2以后，二极管承受反向电压的能力迅速提高，反向电流迅速下降，下降速率为dir/dt，它通过引线电感会感生较高电压，再加上反向电压UR后形成最大反向电压URM。 在T3时刻,反向电流减小到0.1IRM(有人将此值定为0.25IRM)。 T1到T3的时间TRR称为二极管反向恢复时间。 在高频电路中，工作于开关状态的二极管，它的反向恢复特性对电路性能的影响是很大的。首先，在频率较高的电路中，二极管的TRR必需足够小，否则，即使电路能工作，二极管的损耗也将十分巨大，电路效率会很低。但，如果仅追求TRR小，对于工作在功率开关状态的二极管来说，还是很不够的。我们必需特别关注二极管反向恢复过程中的IRM和dir/dt。由图1.2b可知,TRR是由T1-T2和T2-T3两部分组成,在T1-T2期间,承受反向电压的二极管,由于存储电荷的作用,电流由零反向增大到IRM，IRM的大小主要由存储电荷数量和正向电流的下降速度即dif/dt决定，在一定的dif/dt 下，IRM越大，T1-T2的时间就会越长，也就是TRR会增大。而且，IRM大也会使二极管高频工作电路中的电流波型上迭加的尖峰增大。在T2-T3期间，IRM在反向电压作用下，以dir/dt速率迅速减小。这里，我们不希望dir/dt大即T2-T3的时间短，也就是说，虽然从工作频率和损耗的角度要求，TRR要小，而作为TRR组成部分的T2-T3的时间，我们却希望它能长些，即dir/dt要小。平时所说反向恢复特性要软，就是这个意思。dir/dt过大，也就是反向特性太硬的话，由于电路中不可避免地存在的分布电感、电容的影响，会出现强烈振荡，产生噪音和严重的寄生干扰，使电路不能稳定工作，且dir/dt过大，会使Ldir/dt与UR迭加形成的URM过高，在电路中产生电压尖峰，严重时甚至会使二极管损坏。衡量反向恢复特性的硬软，可有多种方法，国外有些公司用一种称为软度系数的参数来表示二极管反向恢复特性软硬程度,若S为软度系数,它定义为: S=(T3-T2)/(T2-T1) (2-1)由上式可知，S实际上是二极管反向恢复过程中，两个时间段-反向电流IR从零到IRM的时间和从IRM到0.1(或0.25)IRM的时间之比。S值大，则认为恢复特性较软；S值小，则认为恢复特性较硬。根据式（2-1），加大（T3-T2）或减小（T2-T1），应该都能增大S。然而，测试二极管反向恢复特性时,通常以一固定的dif/dt(正向电流衰减速率)作为测试条件。这样，S值就由dir/dt决定，确实反映出了恢复特性的硬软。高频电路中工作的二极管，我们要求它的反向恢复时间TRR要小，越小越好，这是有前提的，就是它的恢复特性要有一定的软度。因此，TRR小的管子，它的IRM一定要小。如果TRR小了，而IRM没小，恢复特性就变硬，这将会对电路产生不良影响。IRM是由二极管工作时内部的存储电荷量决定的。IRM小才能使二极管的开关性能优良。有时,也可以用URM/UR来表示恢复特性的硬软,URM是反向恢复过程中的最大反向电压，大小由dir/dt和分布电感决定，UR为二极管上所加的反向电压。URM/UR大，恢复特性较硬，显然对电路将产生较大的不良影响。URM/UR小，恢复特性软，二极管的开关过程对工作电路的不良影响将会很小。三二极管的损耗 二极管在电路中的损耗P由四部分组成。P=Pfr+Pf+Prr+Pr 其中Pfr是二极管开通过程中的损耗，Pf是二极管导通时的损耗，Prr是二极管反向恢复过程中的损耗，Pr是二极管承受反向电压时的损耗。 Pf和Pr为静态损耗，工作电流确定后，Pf由VF决定，反向电压确定后，Pr由IR决定，与电路的工作方式关系不大。因而，很容易估算。 Pfr和Prr为开关损耗，在一定的工作频率下，Pfr由Ufp和TFR决定，Prr由IRM和TRR决定，由于是开关损耗，它们与电路的工作频率有直接关系。在高频电路中，二极管的开关损耗会远大于静态损耗。 第二章 整流电路中的二极管整流是功率转换最基本的电路之一，功能是将交变的电压、电流转换成单一方向的电压、电流。二极管由于它的单向导电性显然是实现整流功能最理想、最有效的器件。整流大至可分为工频(800HZ以下)正弦波整流和高频脉冲整流。一. 工频整流由于电路简单，工作频率低，又主要是对正弦波进行整流。二极管一般只需采用廉价的整流二极管。选型时只需注意管子的正向电流和反向电压。然而,在确定所选二极管的正向电流和反向电压时,必需注意外电路状况。因为为了使整流后的脉动直流趋于平滑，二极管后往往接有电感或电容进行滤波，如图2.1所示。在图2.1a中，由于整流二极管D后接有大容量电解电容，在交流输入正半周的180中，二极管不再全导通，而是要在输入电压高于电容C上电压UC时才导通，如图2.2所示。也就是说，二极管的导通角变小了。电容C的容量越大，UC的下降越慢，二极管的导通角越小，如果输出电流不变，二极管的导通角越小，二极管的峰值电流就越大，因此，当二极管接有容性负载时，即使负载电流（二极管的平均电流）相同，二极管的峰值电流将会增大，从而使管子的温升增加。所以，在选择整流二极管时，一定要注意峰值电流，也就是说，在选择二极管的正向电流时，不能仅考虑工作电流（负载电流），而必需根据所接电容的容量大小，增加富余量，至于增加多少，没有必要进行精确定量的计算，工程上，一般情况下，我们按大于工作电流的1.6倍来选择二极管的正向电流IF。至于二极管承受的反向电压，由于电容电压的叠加，显然是两倍的输入电压，因此，所选二极管的反向电压VRRM必须大于两倍的输入电压峰值。在图2.1b中，整流二极管D后接有电感L，由于电感中电流不能突变，二极管的工作状态将有下述两个变化。一是二极管的导通角将变大，负载呈感性时，导通角将大于180度。因而二极管工作时的峰值电流将减小。二是由于电感中电流不能突变，当输入电压换向，二极管导通转为关断时，电感L上将会产生一定电压UL，如图2.3所示。此时，二极管承受的反向电压将是输入反向电压峰值、电容上电压UC（即输出电压）、电感上电压UL三者之和。而不象图2.1a电路那样，二极管反向仅需承受输入电压峰值与电容上电压UC之和。特别需要指出的是，如果L的电感量较大，L的能量又没有泄放回路（如图2.1b），UL会很高，二极管D很容易被击穿。因此，若采用图1b这样的整流电路，必需给电感L加接泄放回路，如图2.3中电阻R，或采用图2.1c 这样的电路。由上述分析可知，在感性负载的整流电路中，二极管将承受较高的反向电压。选用时，二极管的VRRM至少必需大于三倍的输入电压峰值（是指电感能量有良好洩放回路的情况下）。而不是象容性负载那样，只需大于二倍的输入电压峰值。二.高频整流在开关电源、AC-DC变换器等功率变换电路中，必须要将高频脉冲功率转换成直流功率。这就不可避免地需要有能工作于高频（几十KHZ至几百KHZ甚至几MHZ）开关状态的功率二极管将高频电压电流变换成单向电压电流。工作于高频状态的二极管，除了要有正向压降小，反向漏电流小等特点外，还必须具有反向恢复时间短等优良的开关特性。一般在设计高频整流电路，选择功率二极管时应考虑以下几点：1正向压降VF小，以减少损耗，提高效率。2反向恢复时间TRR短，反向恢复电流峰值IRM要小，这样，关断损耗小且具软恢复特性。3正向峰值电压UFP、开通时间TFR要小。开通损耗就小。4足够的反向电压VRRM下，反向漏电流IR要小，尤其是高电压和高结温应用的场合。然而，功率二极管在不同的使用场合，不同的工作状态，对它的性能指标要求会有不同的侧重点。所以，我们在选用时应对二极管在电路中的工作波形、应力情况了解清楚，有的放矢地选择各项指标，才能使二极管工作可靠，电路高效、经济。在开关电源等AC/DC变换器中，进行高频整流的功率二极管工作时的电压、电流波形，与主回路的拓扑结构有很大关系，不同的主回路，二极管所受的电压、电流应力往往不同，有时甚至差别很大，因此，为帮助大家正确、可靠、合理地选用功率开关二极管，下面对采用中小开关电源中常用的几种主回路时，高频功率整流二极管的工作状况电流、电压作一分析介绍，提供一些选用的原则。1单端反激电路:由于电路简单、体积小、成本低，是目前小功率电源中使用最普遍的电路,因它是利用电感储能来转换功率,不适合较大功率输出,一般都在150W以下,即使采用双管技术,200W以上的功率也极少采用。 主电路如图2.4所示,当Q的栅极处在驱动脉冲高电平(即TON期间)时,Q导通,输入电压Vi即加到变压器T的初级绕组NP上,极性为上正下负,根据变压器的同名端接法,变压器次级绕组NS上的感应电压的极性应为上负下正.因此,高频整流二极管D处于反偏状态,此时(TON期间)变压器初极绕组NP电感储能.当Q的栅极处于驱动脉冲低电平(TOff期间)时,Q关断, NP上的电压极性反向,NS上的极性变为上正下负,二极管D导通,释放NP中储存的能量,向负载供电,同时向电容C充电。直到下一个驱动脉冲到来,二极管关断，变压器再开始储能。二极管关断时,电容C向负载放电。控制回路通过调节驱动脉冲的占空比(即TON/TON+TOFF)来使输出电压稳定。 根据上述工作过程的简单介绍,我们可画出单端反激变换器电路中,变压器初级绕组NP中的电压、电流波形,及高频整流二极管上的电压、电流波形如图2.5所示。 首先我们注意二极管导通时的电流情况,当Q关断时,二极管开始导通,导通时间的长短,决定于二个因素,一是Q的关断时间(即驱动脉冲的TOFF时间),二是变压器NP中储存能量的大小.二极管中的电流,一开通时最大,随着储存能量的减小逐渐减小,一直到电感中的储能释放完或Q重新导通(既驱动脉冲又到TON时)二极管变为反偏时,二极管关断。二极管整个周期中的平均电流显然就是电源的输出电流(即RL上的电流),而导通时的峰值电流,却与导通时间有关,二极管导通时间(即驱动脉冲的TOff时间)越短,显然峰值电流就越大。 我们再看二极管关断时承受的电压情况,Q导通时NS上的电压使二极管反偏,此时二极管承受的反向电压是NS上的电压幅值与电容C上的电压(即电源输出电压)之和,对低压输出的电源来说,NS上的电压往往远大于电容C上的电压,所以要特别注意NS上的电压幅值大小,NS上的电压若不考虑变压器漏感等的影响应该是输入电压Ui与变压器匝数比NS/NP的乘积。 反激变换器有两种不同的工作模式。由前所述，二极管D在Q关断时（即驱动脉冲的TOff期间)导通，释放变压器中的储能，Q导通时（驱动脉冲的TON期间），二极管即关断，这样就有两种可能存在，一是二极管在关断前已将电感的储能释放完，二极管的电流已为零，二是二极管在关断时，变压器的储能并未释放完，电流不为零。前一种状况称为反激变换器的不连续工作模式，后一种称为连续工作模式，不同工作模式下二极管的电流波形如图2.6所示。 二种工作模式的电路拓朴完全相同,决定电路工作模式的参数主要是变压器的励磁电感和电路的输出电流。两种模式各有优缺点,产品设计师根据不同场合、不同需要,选择不同的工作模式。需要注意的是,两种模式下二极管D的工作状态有很大不同。首先,如果二极管的导通时间(即驱动脉冲的TOff)相同。同样的输出电流下,不连续工作模式的二极管中的峰值电流要比连续工作模式的二极管中的峰值电流大2-3倍。其次,应该注意到,二极管关断时,不连续工作模式状态二极管中的电流已为零,而连续工作模式二极管中还有电流,因而它们的关断损耗将会差别很大! 依据上述的分析介绍,对于反激变换器中的高频整流二极管我们提出一些选用的方法和原则a.静态参数的选择: 我们看到二极管在工作周期中,导通时间短,正向峰值电流较大,为使温升不至于过高,应尽量选用正向压降VF较小的管子,而对于正向平均工作电流IAV的选择应至少大于3倍的负载电流。 二极管工作时承受的反向电压,前面已分析过,它应是输出电压V0与变压器次极绕组NS上的电压幅值之和。NS上的电压幅值是变压器的匝数比NS/NP与输入电压VI的乘积,另外,因变压器不可避免的漏感,及电路中一些分布参数的影响, NS上将会产生一些电压尖峰,所以,在选择二极管反向电压VRRM时,必须要至少大于1.2(V0ViMAXNS/NP)。 b.开关参数的选择: 根据二极管的电流工作波形,电流峰值出现在开通初期,在这种状态下,二极管的开通特性对工作性能及可靠性产生很大影响,开通电压VFP要低。否则损耗大,管子温升会很高,极易损坏!从损耗角度来说,开通时间TFR要尽量小,但从外电路性能指标及工作稳定性角度来看,又并不希望开通时的电流上升率di/dt太大,也就是开通特性不能太硬。对于二极管的开通特性,定量的数据指标较少,选择会有难度,因此,在使用中要注意所选管子的温升是否异常,适当放大所选管子的电流富裕量,出现干扰特性时,应对二极管开通特性采取适当的软化措施,可在二极管电路中串接小电感或并接阻容元件等。对于不连续工作模式中的高频整流二极管,因关断时,电流已为零,关断损耗很小,选用时不必特别注意它的反向恢复特性,只需注意正向特性的选择。而连续工作模式时,二极管关断时有一定的正向电流。所以必须选用TRR小及特性软的管子。2正激和推挽电路 正激和推挽变换器,主电路拓朴相似,二极管工作时的电压、电流波形相近。它们的主电路如图2.7所示。根据图中变压器同名端的接法,可知这二种电路在Q导通时,均有整流二极管导通,也就是说,变压器能量的传递,是在功率管Q导通时进行的 ,而不像反激电路, 在Q关断时,二极管才传递能量,因此,这二种电路的输出功率可做得比反激变换器大!推挽变换器由于功率管承受的电压应力较大,一般仅在输入电压较低的情况下采用。而正激变换器在200-500W的开关电源中应用很普遍。这二种电路拓朴,变压器次级高频整流后,都接有较大的滤波电感,在功率管Q关断时,对应的整流管关断，此时,由于电感中电流不能突变,必须要有继续流通的回路。在正激电路中,D2就是续流的二极管,当D1关断时,电感L为维持电流而感生的电压使D2导通,电感继续向负载供电直至电感中能量释放完毕或者Q再次导通, D1导通时D2关断。 在推挽电路中,虽然Q1、Q2交替导通使D1、D2也交替导通而输出电流,但由于为防止Q1、Q2同时导通烧坏功率管,在Q1关断到Q2导通前或Q2关断到Q1导通前，均留有一定的死区时间(约占驱动脉冲周期的10%左右)，在此期间Q1、Q2均关断D1、D2也都要关断,电感L为维持电流不突变,感生出使D1、D2阴极变负的电压,使D1、D2同时导通进行续流,由于变压器次级绕组对称, D1、D2分别提供了一半的电感电流,以使电感电流在两功率管同时关断的死区时间内,继续流通。 两种电路中,高频整流二极管D1、D2工作时的电压电流波形如图2.8所示。 在正激电路中,功率管Q关断时,二极管D1承受反向电压,Q导通时,D2承受反向电压,反向电压VR,若忽略二极管的导通压降,显然应该是变压器次级绕组NS上的电压幅值,若再忽略功率管Q的导通压降 VRViNS/NP 但在选择二极管的反向电压VRRM时,还应考虑两个因素,一是输入电压VI必须取最大值,二是因变压器不可避免的漏感,会使NS上迭加有尖峰电压。比较安全的选择应该使 VRRM1.3VimaxNS/NP 在推挽电路中,因二极管承受的是二倍的NS电压,因此, VRRM2.6VimaxNS/NP 两种电路中的电流波形显示,二极管的电流应力并不大,波形顶端虽呈斜坡状，由于输出电感的作用,斜率并不大,也即二极管的峰值电流并不大,斜坡的中点即是平均电流,也就是输出电流。 在正激电路中,D1、D2管的电流有效值,只有在Q的导通时间与关断时间相同时（即占空比TON/T0.5时）才相同，一般情况下，有效值有差别,温升会有些不同。 推挽电路中,两管导通时间相同,电流有效值一致，由于死区时间的续流，电流波形出现台阶，有效值电流稍有增加。 两种电路中,选择高频整流二极管正向电流IF大于1.5到2倍的输出电流,应该是比较安全合理的。 由于电感L的作用,两种电路中二极管开通时,dir/dt受到抑制,所以开通损耗较小,二极管的开关损耗主要来自于关断时,所以,选择反向恢复时间TRR较短的管子,对降低损耗,提高效率是重要而有效的,但必须注意恢复特性的软度,不能因管子的恢复特性,影响外电路的工作性能。3.桥式电路桥式变换器电路在功率较大(500W以上)的开关电源中,应用很普遍,电路拓朴如图2.9所示。图2.9a所示的是全桥电路,Q1-Q4四只功率管组成桥式电路,对角的功率管(Q1和Q4,Q2和Q3 )受同一驱动脉冲控制,两组功率管交替导通,使功率变压器初级NP上,产生幅值为Vi(忽略功率管导通压降),宽度为驱动脉冲TON的交变方波,为避免两同臂管直通,两驱动脉冲TON间留有死区时间,交变方波也就与推挽电路相似同样有死区时间存在。因此,二极管D1、D2上的电压电流波形基本与推挽电路相同。在输出功率不是太大(小于1KW)的情况下,经常采用图2.9b所示的半桥电路,用二只电容代替一条臂上的二只功率管,Q1导通时C2充电、C1放电，Q2导通时C1充电、C2放电。同样在变压器的NP上产生交替方波，因C1C2中点电压仅为输入电压Vi的一半，NP上方波电压幅值为1/2Vi，所以二极管承受的反向电压VR=VimaxNS/NP我们看到桥式电路的功率管均并接有二极管，它们将变压器漏感引起的尖峰电压钳位于输入电压Vi，因此NS上迭加的尖峰电压就会小很多。 第三章 缓冲钳位电路中的二极管 在功率开关电路中,为抑制电压、电流的瞬变过程对电路和器件产生的不良影响,常常在功率开关管或功率变压器边上接有由二极管、电阻、电容组成的缓冲电路。如图3.1所示。目的为了降低功率管的开关损耗,吸收由变压器漏感等分布参数引起的过冲能量,提高电路工作的稳定、可靠性。 在图3.1a所示的电路中,如果不接由二极管D、电阻R、电容C组成的缓冲电路,当功率管Q关断时,集射极(或源漏极)电压将迅速上升,此时电流应急速下降,然而,由于变压器漏感LS的存在,会减缓电流下降的速度,这样,功率管Q上电压、电流重叠引起的损耗就非常大,温升会很高,双极性功率晶体管极易引起二次击穿!且太陡峭的电压上升率容易对外电路产生干扰,降低电路的电磁兼容性能。接了二极管D、电阻R和电容C后,功率管的关断过程就产生了变化,集电极(漏极)上升的电压会通过二极管D对电容C充电,吸收漏感LS上当功率管导通时储存的能量,使电流迅速下降,减小了关断损耗并且也减缓了电压上升速度。电容上电压充到2Vi，图3.1b中电容电压充到Vi(忽略过冲电压)时,二极管电流减小至零,关断过程结束。功率管再次导通时,二极管开始承受2Vi或Vi的反向电压,电容开始对电阻放电,二极管上的反向电压逐渐减小,直至电容放完电,二极管不再承受反向电压。 根据上述分析,图3.1的缓冲电路中,二极管D承受的反向电压是很清楚的,再考虑到漏感引起的电压尖峰,在选择二极管的反向电压时 图3.1a中的D VRRM2.3 ViMAX图3.1b中的D VRRM1.3 ViMAX二极管D的工作电流就是对电容的充电电流,其有效值的大小主要决定于变压器漏感所储存能量的大小,精确计算D的电流大小较困难,也没有必要,我们可通过分析来估算。我们知道电感中通过电流I后,所储能量E的大小 E=1/2LI2所以,变压器漏感LS中储能的大小,一是与漏感值LS大小有关,另一是与功率管导通时的电流大小有关。高频变压器的漏感值,是衡量品质的一个重要参数,它与变压器的结构与制造工艺有关,一般水平的高频变压器,漏感值约为初级电感量的5%左右,小的可到2%以下,大的可达10%,也就是说,漏感所储能量最多只有变压器初级传送能量的10%,因此,我们以功率管工作的电流IQ为参考,选择二极管D的正向电流IF。 IF0.3IQ 缓冲电路中的二极管,开通速度一定要快,也就是TFR一定要小,否则,缓冲电路的作用就会大打折扣,若不清楚TFR参数,一般只需选TRR小的管子即可, TRR小的管子相对来说TFR也是小的,对于恢复特性软度,显然是没什么要求的。 在有些电路拓朴中,常常会使用一些二极管来钳制电位,利用二极管正向特性,吸收、反馈过冲电压,降低功率器件的电压应力。前章图2.7a中的D及图2.9中的D3-D6等就是这类钳位二极管。钳位二极管的工作原理很简单:一旦变压器漏感引起的过电压要加到某关断功率管上时,相应二极管的正向压降就会把此电压钳制在Vi上。图2.9a中,Q1Q4关断时,D4D5即起钳位作用,Q2Q3关断时,D6D3钳位。图2.7a中D是把通过相同绕组耦合的过电压钳制在Vi上,同样也就钳制了功率管Q上的过电压。这些钳位二极管非常有效地减小了电路中的电压尖峰。 钳位二极管的应力分析基本上与缓冲二极管是相同的,电流应力决定于漏感的大小,上述钳位二极管承受的反向电压显然都是Vi。 钳位二极管要求开关速度也一定要快,否则也会明显影响效果,对恢复特性也没有特殊要求。第四章 关于肖特基二极管一.工作原理简介肖特基二极管是利用金属与半导体接触面上形成的能量势垒所具有的整流特性而制成的金属-半导体器件。它具有二极管的一般特性,工作原理与PN结二极管不同,伏安特性见图4.1在肖特基二极管上加外电压后,金属与半导体接触面形成的势垒宽度会发生变化,正向电压使势垒变窄,运送电荷的载流子(电子)很容易通过,反向电压使势垒变宽,电子较难通过,这样就实现了二极管的单向导电功能。由于是通过势垒宽度的变化改变导电性能,它的伏安特性曲线与PN结二极管相比,正反向都显得较软,没有很明显的拐点。肖特基二极管的导电,仅用一种载流子(电子),在势垒外侧没有少数载流子的积累,因此,不存在电荷存储效应,这使得它的开关性能非常优良,反向恢复时间可在10ns以下。二.肖特基二极管的特点 正向压降低是肖特基二极管最突出的优点,正向压降一般在0.55-0.8V之间与PN结二极管相比平均可低30%-50%。所以它的导通损耗就小,极适宜在大电流输出的电路中使用,肖特基二极管具有优良的开关性能,这不仅表现在它小的TRR(只有几个ns)上,而且由于关断时IRM极小,恢复特性非常理想。在高频工作状态下,不仅开关损耗小,而且不会对电路中的电压、电流应力情况及外电路的工作产生不良影响。所以非常适合在频率较高的场合下使用。 反向特性差是肖特基二极管比较致命的弱点,VRRM很低，一般只有几十伏,大于100V不多,且正向压降VF会增大。反向漏电流较大,小的几百微安,大的可达到几毫安,而且随温度变化很大,所以反向损耗就较大。 抗过压、抗静电等干扰能力差也是肖特基二极管的一大弱点,使用不当,常常会影响可靠性。三.使用注意点 了解了肖特基二极管的特点,我们在选用使用时就要扬长而避短,权衡利弊,适合使用时能充分发挥优势时使用,不适合使用时或优势不名明显就不要勉强使用。高频低压大电流整流电路,显然是非常适合选用肖特基二极管,它能明显地降低损耗、提高效率,但在使用前一定要弄清楚电压应力,通过测量分析准确了解肖特基二极管在工作中承受的最大反向电压VR(包括电压尖峰)的值,选择肖特基二极管的反向电压时,必须使 VRRM1.5VR 在使用肖特基二极管时,还需注意它的温升,因为肖特基二极管温升一高会使反向电流急剧增加,反向损耗也就增加很快,一突破热稳定点,就会形成恶性循环而损坏管子。所以发现肖特基二极管温升较高(具体数值与最高工作环境温度有关),一定要采取有效措施（增加散热条件或重选管子），尽量降低它的温升。有些电路设计师,常常根据输出电压的高低来确定能否选用肖特基二极管,选用何种反向电压的肖特基二极管,少数专业书籍也有这样的介绍,这是非常片面和不正确的,通过第二章的分析,我们知道在隔离型的开关电源等功率变换器中，输出整流二极管工作时承受的反向电压,并不主要由输出电压大小决定,而与功率变压器的匝数比有很大关系。有人在输出电压3V,5V等电路中选用60V、80V的肖特基二极管进行整流,时有击穿现象,觉得很奇怪,断定肖特基二极管的VRRM未达标,这是没有根据的,功率变压器的设计制造对肖特基二极管能否可靠工作影响是很大的。下章还会再谈到。 在输出电流很小,频率又不是很高的情况下,若没有什么特殊要求,实际上,我们并不推荐使用肖特基二极管,因这种情况下肖特基二极管优势不明显,降低的损耗很小,而与PN结二极管相比,它的抗烧能力毕竟要差一些,使用中稍有不慎就会影响可靠性,如果为了降低极有限的损耗,而影响了可靠性,是非常不合算的。第五章 功率开关二极管的一些选用、使用技巧 在选择功率二极管时,要求所有指标同时优秀,往往是很困难的,实际上也不一定有必要。二极管的不同参数指标,常常有互反性,耐压高的管子,往往恢复时间就会稍长些,正向压降也会大一些,恢复时间小的管子,往往正向压降会有所增加。 因此,我们在选择二极管时,最好要对电路分析透彻,弄清电压、电流应力,抓住主要矛盾,有的放矢地选择合适的二极管。 损耗小,以使电路效率高,一般是功率电路选择二极管的首要考虑。二极管的损耗,主要由导通损耗和开关损耗组成,反向损耗因较小,很少关注。 如果电路的电压应力很小,二极管的选择就比较简单,肖特基二极管就是比较理想的低损耗管子。肖特基不适合的话,还有优秀的超快恢复管,开关速度很快,TRR小于50ns,正向压降VFM小于1V,无论开关损耗和导通损耗都较小。 如果电路的电压应力较大,要求二极管的VRRM要大于200V时,就不易选到理想的管子,VRRM达到400V的二极管,虽然反向恢复时间能选到小于50ns,但此时正向压降指标VFM显著增大一般都要在1.3V,大的可到1.7V。此时如何选择导通损耗小的管子呢？ 我们建议在体积和价格允许的情况下,可选择正向平均电流IAV稍大的管子。从规格参数表上看,不同IAV值的同类管子,若VRRM相同, VFM值虽然基本上是一样的,但由于二种管在测量VFM参数时的电流IAV是不同的,所以通过相同电流时,显然IAV值大的管子的VF值要小些,如图5.1所示。 图中是MUR540和MUR840二种超快恢复管的正向伏安特性曲线,我们看到MUR540在通5A电流时,正向压降VF为1.3V,MUR840在通8A电流时,正向压降VF也是1.3V,然而两种管子若都通3A电流时,MUR840的正向压降VF1明显要比MUR540的正向压降VF2小