常见运放电路.doc

下面是 常用运算放大器电路 (全集)的电路图 常用OP电路类型如下:1. Inverter Amp. 反相位放大电路:放大倍数为Av = R2 / R1但是需考虑规格之Gain-Bandwidth数值。R3 = R4 提供 1 / 2 电源偏压C3 为电源去耦合滤波C1, C2 输入及输出端隔直流此时输出端信号相位与输入端相反2. Non-inverter Amp. 同相位放大电路:放大倍数为Av=R2 / R1+1R3 = R4提供 1 / 2电源偏压C1, C2, C3 为隔直流此时输出端信号相位与输入端相同3. Voltage follower 缓冲放大电路:O/P输出端电位与I/P输入端电位相同单双电源皆可工作4. Comparator比较器电路:I/P 电压高于Ref时O/P输出端为Logic低电位I/P 电压低于Ref时O/P输出端为Logic高电位R2 = 100 * R1 用以消除Hysteresis状态, 即为强化O/P输出端, Logic高低电位差距，以提高比较器的灵敏度. (R1=10 K, R2=1 M)单双电源皆可工作5. Square-wave oscillator 方块波震荡电路:R2 = R3 = R4 = 100 KR1 = 100 K, C1 = 0.01 uFFreq = 1 /（2* R1 * C1）6. Pulse generator脉波产生器电路:R2 = R3 = R4 = 100 KR1 = 30 K, C1 = 0.01 uF, R5 = 150 KO/P输出端 On Cycle = 1 /（2* R5 * C1）O/P输出端 Off Cycle =1 /（2* R1 * C1）7. Active low-pass filter 主动低通滤波器电路:R1 = R2 = 16 KR3 = R4 = 100 KC1 = C2 = 0.01 uF放大倍数Av = R4 / (R3+R4)Freq = 1 KHz8. Active band-pass filter 主动带通滤波器电路:R7 = R8 = 100 K, C3 = 10 uFR1 = R2 = 390 K, C1 = C2 = 0.01 uFR3 = 620, R4 = 620KFreq = 1 KHz, Q=259. Window detector窗型检知器电路:当I/P电位高于OP1+端电位时, Led 1暗/Led 2亮当I/P电位高于OP2-端电位时, Led 1亮/Led 2暗只有当I/P电位高于OP2-端电位, 却又低于OP1+端电位时, Led 1与 Led 2同时皆亮如果适当选择R1, R2,R3数值可用以检知I/P电位是否合乎规格。10. Low-pass filter 低通滤波器电路:R1 = R2 = 24 KC1 = 2 * C2 = 940 pF, C2 = 470 pF6 dB High-cut Freq = 10 KHz11. High-pass filter 高通滤波器电路:C1 = 2*C2 = 0.02 uF, C2 = 0.01 uFR1 = R2 = 110 K6 dB Low-cut Freq = 100 Hz12. Adj. Q-notch filter 频宽可调型滤波器电路:R1 = R2 = 2 * R3C1 = C2 = C3 / 2Freq = 1 /（2* R1 * C1)VR1调整负回授量, 越大则Q值越低。（表示频带变宽，但是衰减值相对减少。）R1, R2, R3, C1, C2, C3 为Twin-T filter结构。13. Wien-bridge Sine-wave Oscillator文桥正弦波震荡电路:R1 = R2, C1 = C2R3 与 D1, D2 Zener 产生定点压负回授Freq = 1 / （2* R1 * C1)D1与D2 可使用Lamp效果更佳（产生阻抗负变化系数）14. Peak detector峰值检知器电路: (范例均为正峰值检知)本电路仅提供思维参考用(右方电路具放大功能)Eo = Ei * (R4 + R3) / R3S1为连续取样开关，因应峰值不断的变化。15. Positive-peak detector正峰值检知器电路:R1 = 1 K, R2 = 1 M, C1 = 10 uF只有在I/P电位高于OP-端电位时, 才能使Q1导通, O/P电位继续升高.正峰值必须低于电源正值，所得数据为最高值。16. Negative-peak detector负峰值检知器电路:R1= 1 M, C1= 10 uF只有在I/P电位低于OP-端电位时, O/P电位继续降低.负峰值必须高于电源负值，所得数据为最高值。17. RMS(Absolute value) detector绝对值检知器电路:不论I/P端极性为何, 皆可由O/P端输出, 若后端再接上正峰值检知器电路, 即可取得RMS数值. 运算放大器应用一、比例运算电路1.反相比例电路（1）基本电路特点： 反相端为虚地，所以共模输入可视为0，对运放共模抑制比要求低 输出电阻小，带负载能力强 要求放大倍数较大时，反馈电阻阻值高，稳定性差。 如果要求放大倍数100，R1=100K，Rf=10M（2）T型反馈网络2.同相比例电路（1）基本电路特点： 输入电阻高，输出电阻小，带负载能力强 V-=V+=Vi，所以共模输入等于输入信号，对运放的共模 抑制比要求高（2）电压跟随器特点： 输入电阻大输出电阻小，能真实地将输入信号传给负载而从信号源取流很小二、加减运算电路1.求和电路（1）反相求和电路特点： 调节某一路信号的输入电阻不影响其他路输入与输出的比例关系（2）同相求和电路2.单运放和差电路3.双运放和差电路例1:设计一加减运算电路，使Vo=2Vi1+5Vi2-10Vi3解：用双运放实现如果选 Rf1 = Rf2 = 100K，且R4 = 100K则：R1 = 50K R2 = 20K R5 = 10K平衡电阻 R3 = R1/R2/Rf1 = 12.5KR6 = R4/R5/Rf2 = 8.3K例2:如图电路，求Avf，Ri解：三、积分电路和微分电路1.积分电路电容两端电压与电流的关系：积分实验电路积分电路的用途：将方波变为三角波（Vi：方波，频率500Hz，幅度1V）将三角波变为正弦波（Vi：三角波，频率500Hz，幅度1V）思考：输入信号与输出信号间的相位关系？（Vi：正弦波，频率500Hz，幅度1V）思考：输入信号频率对输出信号幅度的影响？（Vi：正弦波，频率200Hz，幅度1V）积分电路的其它用途： 去除高频干扰、将方波变为三角波、移相、在模数转换中将电压量变为时间量2.微分电路微分实验电路把三角波变为方波（Vi：三角波，频率1KHz，幅度0.2V）输入正弦波思考：输入信号与输出信号间的相位关系？（Vi：正弦波，频率1KHz，幅度0.2V）思考：输入信号频率对输出信号幅度的影响？（Vi：正弦波，频率500Hz，幅度1V）四、对数和指数运算电路1.对数电路基本对数电路缺点： 运算精度受温度影响大； 小信号时exp(VD/VT)与1差不多大，所以误差很大； 二极管在电流较大时伏安特性与PN结伏安特性差别较大，所以运算只在较小的电流范围内误差较小。对数电路改进 改进电路1：用三极管代替二极管 改进电路2：电路在理想情况下可完全消除温度的影响 改进电路3：实用对数电路，如果忽略T2基极电流， 则M点电位：2.指数电路（1）基本指数电路（2）反函数型指数电路：电路必须是负反馈才能正常工作，所以：五、乘除运算电路1.基本乘除运算电路（1）乘法电路乘法器符号同相乘法器 反向乘法器（2）除法电路2.乘法器应用（1）平方运算和正弦波倍频 如果输入信号是正弦波： 只要在电路输出端加一隔直电容，便可得到倍频输出信号。（2）除法运算 注意：只有在VX20时电路才是负反馈，负反馈时，根据虚短、虚断概念：（3）开方运算 输入电压必须小于0，否则电路将变为正反馈。 两种可使输入信号大于0的方案：（4）调制（调幅）（5）压控增益 乘法器的一个输入端接直流电压（控制信号），另一个接输入信号，则输出信号与输入信号之比（电压增益）成正比。 V0=KVXvY电流-电压变换器 由图可知。可见输出电压与输入电流成比例。 输出端的负载电流： 若l固定，则输出电流与输入电流成比例，此时该电路也可视为电流放大电路。电压-电流变换器 负载不接地负载接地 由负载不接地电路图可知： 所以输出电流与输入电压成比例。对负载接地电路图电路，R1和R2构成电流并联负反馈；R3、R4和RL构成构成电压串联正反馈。讨论： 当分母为零时，iO ，电路自激。 当R2 /R1 =R3 /R4时, 则： 说明iO与VS成正比 , 实现了线性变换。电压-电流和电流-电压变换器广泛应用于放大电路和传感器的连接处，是很有用的电子电路。一、施密特触发器特点 施密特触发器与其说是“触发器”，不如说是具有滞后特性的数字传输门，其特点有二：1输入电平的阈值电压由低到高为，由高到低为，且，输出的变化滞后于输入，形成回环。我们将称为正向阈值电压， 称为负向阈值电压，二者的差值称为回差。2与双稳态触发器和单稳态触发器不同，施密特触发器属于“电平触发”型电路，不依赖于边沿陡峭的脉冲。图6.2.1是施密特发器的电压传输特性，图 (a) 是反相传输特性，图 (b) 是同相传输特性。二、由反相器构成的施密特触发器 1反相器构成的施密特触发器的电路结构将两级反相器串接起来，同时通过分压电阻把输出端的电压反馈到输入端，就构成了图6.2.2所示的施密特触发器。（a）电路 (b) 图形符号图6.2.2 用CMOS反相器构成的施密特触发器2反相器构成的施密特触发器的工作原理 G1，G2为CMOS反相器，门电路的阈值电压为：VTH=1/2VDD，且R1R2VI=0时，VO=VOL 0，VI 0当VI从0逐渐升高到使得VI = VTH时,电路发生正反馈,如图所电路状态迅速转换为Vo=VOH VDD当VI从0逐渐升高到使得VI = VTH时,电路发生正反馈,如图所示: 电路状态迅速转换为Vo=VOH ? VDD正向阈值电压： VI上升过程中电路状态发生转换时对应的输入电平正向阈值电压：VT+ =（1+R1/R2）VTH当VI从VDD逐渐下降到使得VI = VTH时,电路发生正反馈,如图所示：电路状态迅速转换为Vo=VOL 0负向阈值电压： VI下降过程中电路状态发生转换时对应的输入电平负向阈值电压：VT-=（1-R1/R2）VTH电压传输特性曲线：(a)同相输出 (b) 反相输出图 6.2.3 电路的电压传输特性回差电压： 定义回差电压 ：VT=VT+ VT-通过改变R1和R2的比值，可以调节VT+、 VT-和回差电压的大小，但R1必须小于R2，否则电路将进入自锁状态，不能正常工作。(因为CMOS门的输入电阻很高，所以Vth的输入端可以近似的看成开路。把叠加原理应用到R1和R2构成的串联电路上，我们可以推导出这个电路的正向阈值电压和负向阈值电压。当Vi=0时，Vo=0。当Vi从0逐渐上升到Vt+时，Vi从0上升到Vth，电路的状态将发生变化。我们考虑电路状态即将发生变化那一时刻的情况。因为此时电路状态尚未发生变化，所以Vo仍然为0，Vi = Vth = Vi * R2 /(R1+R2) = Vt+ * R2/(R1+R2)，于是，Vt+ = (1+ R1/R2)Vth。与此类似，当Vi = Vdd时，Vo = Vdd。当Vi从Vdd逐渐下降到Vt-时，Vi从Vdd下降到Vth，电路的状态将发生变化。我们考虑电路状态即将发生变化那一时刻的情况。因为此时电路状态尚未发生变化，所以Vo仍然为Vdd = 2Vth，Vi = Vth = R2*Vi/(R1+R2)+Vo*R1/(R1+R2)= R2*Vt- /(R1+R2)+2Vth*R1/(R1+R2)，于是，VT- = (1-R1/R2)Vth。通过调节R1或R2，可以调节正向阈值电压和反向阈值电压。不过，这个电路有一个约束条件，就是R1R2，那么，我们有Vt+ 2Vth = vdd及Vt- 0，这说明，即使Vi上升到Vdd或下降到0，电路的)滞回比较器 单限比较器：输入电压在阈值电压附近的任何微小变化,都将引起输出电压的跃变,因此抗干扰能力差。 滞回比较器：有滞回特性,具有抗干扰能。从反相输入端输入的滞回比较器电路如图（a）所示,电路中引入了正反馈。 滞回比较器工作原理： 从集成运放输出端的限幅电路可以看出,uo=UZ。集成运放反相输入端电位uN=uI,同相输入端电位 根据“虚短”uN=uP,求出的uI就是阈值电压,因此得出 当uI-UT,uN+UT,uo=-UZ。 当uI+UT,uNuP,因而uo=-UZ,所以uP=-UT。uI-UT,uo=+UZ。 可见,uo从+UZ跃变为-UZ和uo从-UZ跃变为+UZ的阈值电压是不同的,电压传输特性如图（b）所示。 加了参考电压的滞回比较器： 如上图（a）所示,则同相输入端的电位 令uI=uN=uP,求出的uI就是阈值电压,因此得出 当UREF0时,电路的传输特性如图（b）所示。迟滞比较器又可理解为加正反馈的单限比较器。前面介绍的单限比较器，如果输入信号Uin在门限值附近有微小的干扰，则输出电压就会产生相应的抖动（起伏）。在电路中引入正反馈可以克服这一缺点。 图1a给出了一个迟滞比较器，人们所熟悉