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基于494的开关电源 毕业设计在开关稳压电源原理框图中,开关功率管V在PWM驱动信号的驱动下,交替地工作在导通-截止与截止-导通开关状态,转换速度非常快,频率一般可高达100kHz左右.在一些电子.&摘要：随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中, 在半桥式变换器电路中, 变压器初级在整个周期中都流过电流, 磁芯利用得更加充分。本文介绍了一款基于PWM技术的半桥式开关稳压电源。给出了高频变压器、PWM控制及驱动电路的详细设计方法及设计思路，并用该方法设计了一台输出电压可自由调节的开关稳压电源。关键词：开关电源，半桥，TL494，高频变压器69ABSTRACTith the switch power source extensive use in the field of computer , communicate by letter , aeronautics and astronautics , instrument appearance and domestic appliances etc., people increases by gradually to whose need amounts, have brought forward higher request to aspect such as power source efficiency , bulkfactor, and reliability. The switch power source is small with its efficiency height , volume , weight makes light of to wait for advantage to have substituted the inefficient , both stupid and serious linearity power source in many aspects step by step. The electric power electronic technology development, specially highefficiency component IGBT and the MOSFET rapid development, enhancesthe switching power supply operating frequency to the quite highlevel, enable it to have the high stability and Gao Xingjia comparesand so on the characteristic. One of switching power supply technologymain uses is serves for the information industries. The informationtechnology development also set a higher request to the power source technology, thus promoted the switching power supply technology development.Switch power source high frequency alternation circuit form many, forms such as alternation circuit in common use having the push-pull , entire bridge , the bridge , only upright exciting and single end exciting partly on the contrary. Among them , be hit by in half bridge types converter circuit, the transformer is elementary in entire period all. This text introduce a half bridge switching mode power supply (SMPS) based on the PWM technology.The detailed design method of high frequency transformer,PWM control and drive electric circuit and design way of thinking were provided, counteracted that method to design one set biggest output the power as 320 of many road direct currents output the half bridge switching mode power supply.Keywords: switch power source， half bridges， TL494，high-frequency transformer主要符号表目 录第1章 绪论11.1 开关稳压电源的性能特点11.2开关稳压电源的构成31.3开关稳压电源主要芯片及元件5第2章 开关稳压电源的设计方案122.1硬件系统分析122.1设计任务及目标132.1总体方案设计14第3章 开关稳压电源的硬件设计173.1 硬件总体设计17 3.1.1主电路设计17 3.1.2 PWM控制电路设计17 3.1.3隔离驱动电路设计183.2 硬件部件设计19 3.2.1一次整流与滤波电路的设计19 3.2.2直流变换器的设计23 3.2.3 PWM控制电路的设计26 3.2.4开关变压器的设计27 3.2.5隔离驱动电路的设计47 3.2.6二次整流与滤波电路的设计48第4章 系统使用及维护504.1系统使用说明504.2系统性能指标52第5章 抗干扰技术研究535.1开关电源的干扰源535.2开关电源噪声的抑制54结论59参考文献60主要符号表第1章 绪论1.1 开关稳压电源的性能特点1.1.1开关稳压电源的优点 1.1.1.1内部功率损耗小，转换效率高在开关稳压电源原理框图中，开关功率管V在PWM驱动信号的驱动下，交替地工作在导通-截止与截止-导通开关状态，转换速度非常快，频率一般可高达100kHz左右。在一些电子工业发达国家，可以做到MHz以上。这便使得开关功率管V上的功率损耗大为减小，储能电感的电感量大为减小，储能效率大为提高，从而使整个开关稳压电源的转换效率得到大幅度的提高，其转换效率可高达90左右1。1.1.1.2体积小，重量轻从开关稳压电源的原理电路图中我们可以清楚地看出，这里没有采用笨重的工频变压器。由于开关功率管V工作在开关状态，因此其本身的功率损耗大幅度地降低，这就省去了较大的散热器。另外由于电路的工作频率比线性稳压电源中的50Hz工频高了好几个数量级，因此滤波效率大大提高，滤波电容的容量也大为减小。这三方面的原因，就使得开关稳压电源具有体积小，重量轻的显著优点。1.1.1.3稳压范围宽，线性调整率高开关稳压电源的输出电压是由PWM/PFM（脉频调制）驱动信号的占空比来调节的，输出电压由于输入信号电压的变化而引起的不稳定，可以通过调节脉冲宽度或脉冲频率来进行补偿。这样，在输入工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有非常稳定的输出电压。因此，开关稳压电源除具有稳压范围宽的优点外，还具有稳压效果好和线性调整率高的优点。此外，由于改变占空比的方法有脉宽调制型和脉频调制型两种，因此开关稳压电源不仅具有以上所说的优点，而且实现稳压的方法和技术也较多，设计人员可以根据实际应用的要求和需要，灵活地选用各种类型的开关稳压电源电路。1.1.1.3滤波效率大为提高，滤波电容的容量和体积大为减小开关稳压电源的工作频率目前基本在5kHz以上，是线性稳压电源工作频率的1000倍以上。因此，开关稳压电源整流后的滤波效率也几乎提高了1000倍左右。就是采用半波整流后加电容滤波，滤波效率也比线性稳压电源高500倍左右。在要求有相同输出纹波电压的情况下，采用开关稳压电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容容量的1/5001/1000。1.1.1.3电路形式灵活多样，选择余地大有自激式和它激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式，等等。1.1.2开关稳压电源的缺点 1.1.2.1开关稳压电源存在着较为严重的开关噪声和干扰在开关稳压电源电路中，由于开关功率管工作在开关状态，因此它所产生的高频交流电压和电流将会通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振噪声，这些干扰和噪声如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外，由于开关稳压电源电路中的振荡器没有工频降压变压器的隔离，因此这些干扰和噪声就会窜入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重的干扰。而且这种高频干扰还会通过开关稳压电源电路中的磁性元件（如电感和开关变压器等）辐射到空间，使周围的其他电子仪器、设备和家用电器也同样受到严重的干扰。1.1.2.2电路结构复杂，不便于维修对于无工频变压器的开关稳压电源电路中的高压、高温电解电容，高反压、大电流功率开关管，高频开关变压器的磁性材料，高反压、大电流、快恢复肖特基二极管等器件，在我们国家还处于研究、开发和试制阶段。在一些技术发达的国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在着一些问题，不能令人十分满意。这就暴露出了开关稳压电源的另一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和生产者不予以充分重视，它将直接影响开关稳压电源的推广应用。1.1.2.3成本高，可靠性低目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料烧结技术等与一些技术发达国家还有一定的差距，因此其造价和成本不能进一步降低，也影响到其可靠性的进一步提高。这就导致了在我国的电子仪器、仪表以及机电一体化设备中，开关电源还不能得到十分广泛的普及与应用。1.2开关稳压电源的构成开关稳压电源等效原理图如下图1.1：图1.1开关稳压电源等效原理图根据图1.1所示工作原理图分析开关稳压电源的工作原理：在图1.1中把驱动方波信号加到如图所示电路的功率开关 V的基极上，这样功率开关V 就会按照驱动方波信号的频率周期性地导通与关闭，功率开关V的工作周期T=Ton+Toff，占空比为D=Ton/T(D1)。其工作过程可以用功率开关V的导通、关闭以及开关稳压电源实现动态平衡等过程来解说。(1)在Ton=t1-t0期间，功率开关V导通，续流二极管VD因反向偏置而截止，储能电感L两端所加的电压为Ui-Uo。虽然输入电压Ui是一个直流电压，但电感L中的电流不能突变，而在功率开关V导通的Ton期间，电感L中的电流将会线性地上升，并以磁能的形式在储能电感中存储能量。这时，电感L中的电流为 （1.1）式中为t0时刻储能电感L中的电流，在t1时刻，也就是驱动信号正半周要结束的时刻，储能电感L中的电流上升到最大值，其最大值为： （1.2）从两式我们就可以计算出储能电感L中电流的变化量为： （1.3）当式中的t=t0时，储能电感中的电流变化量为最大，其最大变化量为 （1.4）(2)在Toff=t2-t1期间，功率开关V截止。但是在t1时刻，由于功率开关V刚刚截止，并且储能电感L中的电流不能突变，于是L两端就产生了与原来电压极性相反的自感电动势。此时，续流二极管VD开始正向导通，储能电感L所储存的磁能将以电能的形式通过续流二极管 VD和负载电阻 R1开始泄放2。这里的二极管 VD起着续流和补充电流的作用，这也正是它被称为续流二极管的原因。储能电感 L所泄放的电流的波形就是锯齿波中随时间线性下降的那一段电流。为了简化计算，可将续流二极管 VD的导通压降忽略不计，因而储能电感L两端的电压近似为Uo，其中流过的电流可由下式计算出来： （1.5）在t=t2时，储能电感L中的电流达到最小值，其大小可由下式计算出： （1.6）由两式就可以求出在功率截止期间，储能叫感L中电流的变化值为： （1.7）当t=t1时，储能电感L中的电流变化值为最大，其最大变化量为： （1.8）(3)只有当功率开关V导通期间Ton内储能电感L增加的电流 Ilmax1等于功率开关V关闭期间 Toff内减少的电流Ilmax2时，才能达到动态平衡，才能保证储能电感中一直有能量，并源源不断地向负载电路提供能量和功率。这就是构成一个稳压电源的最基本的条件。因此下面的关系式一定成立： （1.9）将式化简整理后得到输出电压Uo与输入电压Ui之间的关系为： （1.10）从式中可以看出，由于占空比D永远是一个小于是的常数，因此输出电压Uo永远小于输入电压Ui。这是降压型开关稳压电源的输出电压Uo的输入电压Ui之间的关系式。上式中的占空比 D与功率开关V的导通时间 Ton有关。如保持功率开关的工作周期 T不变，则通过改变功率开关V的导通时间 Ton就可以实现改变和调节输出电压 Uo大小的目的。因此，由此原理设计出的开关稳压电源电路通常被称为脉宽调制（PWM）型开关稳压电源电路。从式中我们还可以看出占空比D不但与功率开关V 的导通时间Ton有关，而且还与功率开关V的工作周期 T有关。也就是与工作频率F有关。因此，在保持其他条件不变的情况下，仅改变功率开关V的周期时间T或工作频率F同样也可以实现改变和调节输出电压 Uo大小的目的。由此原理设计出的开关稳压电源电路通常被称为脉频调制（PWM）型开关稳压电源电路。从式中我们又可以看出，同时改变功率开关的导通时间Ton和工作周期时间T(或者工作频率F），同样也可以起到调节和改变占空比D或者输出电压 Uo的目的。根据这样的原理设计出的开关稳压电源电路通常被称为混合型开关稳压电源电路。1.3开关稳压电源主要芯片及元件1.3.1电压调节芯片TL494随着电力电子技术的发展，各种大功率全控型器件相继推出，其中MOS型功率晶体管发展非常迅速，由于它具有高耐压、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间短等优点，在许多方面可替代双极型晶体管，其工作频率可提高到200kHz以上，常常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制（PWM）方式。美国硅通用电气公司设计了适用于高频功率MOS管驱动的第二代集成电路脉冲宽度控制器，其中TL494可用于驱动N沟道的功率MOS管。其控制的半桥型开道稳压电源具有逆变频率高，稳压性能好3。1.3.1.1 TL494电压调节芯片内部结构具体的内部结构如图1.2所示。其中，脚16为TL494的基准电压源输出，精度可以达到（5.11）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚5，脚6，脚7内有一个双门限比较器，内电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成TL494的振荡器。振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。图1.2 TL494引脚及内部框图1.各部分功能简介a 基准电压源: 基准电压源是一个三端稳压电路，其输入电压VCC可在（835）V内变化，通常采用+15V，其输出电压VST5.1V，精度，采用温度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，向外输出电流可达400mA，没有过流保护电路。b 振荡电路： 由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压低门限电压,内部横流源向CT充电，其端压VC线性上升，构成锯齿波的上升沿，当时比较器动作，充电过程结束，上升时间t1为： （1.11）比较器动作时使放电电路接通，CT放电，VC下降并形成锯齿波的下降沿，当时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降时间间t2为： （1.12）注意：此时间即为死区时间锯齿波的基本周期T为: （1.13）因为由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。C 误差放大器：由两级差分放大器构成，其直流开环放大倍数为80dB左右，电压反馈信号uf从端子1接至放大器反相输入端，放大器同相输入端接基准电压。该误差放大器共模输入电压范围是1.5V5.2V。d PWM信号产生及分相电路：比较器的反相端接误差放大器的输出信号ue，而振荡器的输出信号uc则加到比较器的同相输入端，比较器的输出信号为PWM信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器和两个或非门构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发，输出为频率减半的互补方波，这些方波和PWM信号输入到或非门逻辑电路。其结果是，所有的输入为负时，输出为正。这样、的输出每半周期交替为正，其宽度和PWM信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使两个门的输出同时有一段低电平，以产生死区时间。e 脉冲输出级电路:输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差180，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在13脚处接一个约0.1uf的电容滤去电压尖峰。2 工作过程分析直流电源从15脚引入分为两路:一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准电压。+5.1V再送到内部（或外部）电路的其他元件作为电源。震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端（其取值范围为0.001,u F到0.1u F），震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。振荡电路分两路输出。输出级电路双稳态触发器或非门电路通过比较器与锯齿波进行比较输出一个脉宽可变的PWM负脉冲输出电压采样电压和参考电压通过误差放大器比较并输出误差电压 锯齿波 时钟脉冲 图1.3 TL494工作框图1.3.1.2 TL494的工作原理TL494内置5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。TL494还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于TL494内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 TL494的软启动接入端（引脚8）上通常接一个软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，TL494才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止TL494的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响TL494的正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在TL494的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，TL494还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。1.3.2专用集成驱动电路IR2110IR2110是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路，其电压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10V20V；输出电流峰值为2A；逻辑电源范围5V20V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能; 两通道的匹配延时为10ns；开关通断延时小，分别为120ns和90ns；工作频率达500kHz。其内部结构主要包括逻辑输入，电平转换及输出保护等4。1.3.2.1 IR2110引脚功能及特点内部功能如图1.4所示: 图1.4 IR2110内部框图LO（引脚1）:低端输出 COM（引脚2）:公共端 Vcc（引脚3）:低端固定电源电压 Nc（引脚4）: 空端 Vs（引脚5）:高端浮置电源偏移电压 VB (引脚6):高端浮置电源电压 HO（引脚7）:高端输出 Nc（引脚8）: 空端 VDD（引脚9）:逻辑电源电压 HIN（引脚10）: 逻辑高端输入 SD（引脚11）:关断 LIN（引脚12）:逻辑低端输入 Vss（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0V Nc（引脚14）:空端 IR2110的特点： 具有独立的低端和高端输入通道。 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。 输出的电源端（脚3）的电压范围为1020V。 逻辑电源的输入范围（脚9）515V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有 V的便移量。 工作频率高，可达500KHz。 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。 图腾柱输出峰值电流2A。1.3.2.2 IR2110的工作原理IR2110内部功能由三部分组成：逻辑输入；电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的设计，可以大大减少驱动电源的数目，即一组电源即可实现对上下端的控制。1.3.3光电隔离耦合器PC817光电耦合器是以光为媒介来传播电信号的器件。通常是把发光器（发光二极管LED）和受光器（光敏晶体管）封装在同一管壳内如图1.8。 图1.8PC817内部框图当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。 普通光电耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。 PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。图1.9为PC817集电极发射极电压V与发光二极管正向电流If关系5。 图1.9PC817集射极电压与二极管正向电流关系第2章 开关稳压电源的设计方案2.1硬件系统分析2.1.1基本设想PWM型开关稳压电源的基本原理就是通过脉宽调制以消除纹波，得到一个稳定的输出电压。我们的控制电路的基本设想，就是使输入、输出电压存在关系式： （2.1）式中Vg为给定输入电压，Vo为输出电压。这样，通过调节系数D，就可以调节输出电压了。D为输出占空比，DTonTs。PWM型控制电路把s保持固定，通过调Ton来调D。控制电路的基本工作有理可用下面的框图表示：锯齿波发生器隔离功放TsTonoVref推动功放电路三极管电压比较器com图2.1工作原理框图稳压原理：当Vo上升时，Vcom上升，Ton下降，D下降（因Ts固定），Vo下降（当Vg不变时），从而使Vo回到正常值。当Vcom上升时，Ton随之下降的示意图如图2.2所示。onTcomVcom上升时Ton下降Vcom下降时Ton上升图2.2稳压波形图上述过程是一个负反馈过程。同样有：当Vo下降时，Vcom下降，Ton上升，D上升，Vo上升。从而使Vo回到正常值。在本次设计中，就是根据以上有理，拟用TL494等集成块设计而成。2.1.2电路结构的选择根据课题设计要求及隔离型开关稳压电源各种型号电路的优缺点综合考虑，本设计拟采用半桥式开关稳压电源的电路结构，变压器双向励磁，开关较少，成本较低，输出功率可达几百瓦到几千瓦，并且无偏磁问题6。但是半桥式电路结构也存在一定的缺点，即存在直通问题，可靠性能相对较低，并且需要较复杂的隔离驱动电路。2.2设计任务及目标本设计按照要求的目标是完成一个交流输入电压范围为220(120)V，输出为110V/1A、50V/2A、15V/7A的多级输出，效率80，最大占空比D0.8，工作频率f50kHz的开关稳压直流电源，拟采用半桥式变换器实现，能输出稳定、平滑的直流电压，具有完善的过压、过流保护能力。2.3总体方案设计2.3.1主电路半桥型开关稳压电路主要有主电路和控制驱动电路两大部分组成。其中主电路，可分为整流、逆变和高频整流滤波三个环节，输入220V经桥式整流滤波后获得 +300V左右的直流电压。半桥型逆变电路是由功率 MOS管 Vs1和 Vs2组成，高频逆变变压器初级分别接电容 C1 、C2 的中点和开关管 Vs1、Vs2的中点，电容 C1、C2的中点电压为 U2，Vs1、Vs2交替触发导通，使变压器一次侧形成幅值为 U2的交流电压。改变开关导通的占空比，即能改变变压器二次侧整流输出平均电压Uo。从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：1、 输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。2、 整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。3、 逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。4、 输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。2.3.2输入滤波电路电路中采用共模扼流圈和滤波电容共同组成输入滤波电路。其中L是在一个闭合磁路的磁芯上绕制相同的电感量的两个绕阻。当这两个电感为独立电感时，由于其上有电流流过，电流产生变化时，磁芯磁场强度的变化会导致有效磁导率发生变化，甚至饱和，亦即对于电源频率分量和高频噪声分量的有效导磁率随着导线电流的增加而减少，将两个电感绕制在一个磁芯上且构成往复线路式绕阻。由于电源频率分量所产生的磁通彼此的相位差为180度，因它们的匝数相等而被相互抵消，对电源频率分量的电感为零，而对于共模噪声成分则呈现很高的有效导磁率，因而将得到很大的衰减。2.3.3整流与滤波电路整流电路中采用四个肖特基整流二极管组成桥式整流，将输入220V交流电压经桥式整流滤波后获得 +300V左右的直流电压。2.3.4逆变电路本设计开关电源的逆变拟采用半桥式电路。在半桥式功率变换电路中的功率开关管MOSFET输入阻抗很高且是电压控制器件，所需驱动电流小，其开关时间以ns计且不受温度变化的影响。导通电阻R的温度系数为正，当随温度升高而增大时电流自动减小，这使其本身就具有自动均流能力。电路中的分压电容起着较强的搞不平衡作用。当Vs1导通时，二极管 Vp1 ，处于通态Vs2导通时二极管Vp2处于通态7。当两开关管都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，根据变压器磁势平衡方程绕组 N2 、N3中的电流大小相等，方向相反，所以Vp1和Vp2均处于导通状态各分担负载电流的二分之一。当Vs1或Vs2 导通时，电感L的电流逐渐上升，当两管都关断时，电感中的电流逐渐下降 由于电容的隔直作用，半桥型开关电路对由于两管开关导通时间不对称而造成变压器一次侧的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁现象。由于TL494中存在死区时间，所以不存在由于Vs1和Vs2共同导通而损坏功率管的情况。2.3.5输出滤波电路输出电路从次级线圈经全波整流后接一个型LC滤波器，得到稳定的直流输出电压。2.3.6控制驱动电路该开关稳压电源的控制驱动电路是以TL494为核心，采用恒频脉宽调制控制方式。误差放大器的输入信号分别是给定信号Uk 和电压反馈信号Uf。Uf是由输出电压经分压电路获取，系统为了得到较好的静 、动态 特性，在误差放大器的输入和输出端接入了RC反馈网络。该控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的资料，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。其输出经光电耦合后送给专用集成驱动电路IR2110，用来驱动两开关管的栅级。其原理方框图如图2.3所示。输入整流滤波半桥式逆变输出整流滤波辅助直流电源驱动控制电压反馈图2.3 原理方框图第3章 开关稳压电源的硬件设计3.1硬件总体设计3.1.1主电路设计半桥式开关电源主电路图3.1所示。图中开关管S1, S2 选用MOSFET , 因为它是电压驱动全控型器件,具有驱动电路简单、驱动功率小、开关速度快及安全工作区大等优点。半桥式逆变电路一个桥臂由开关管S1,S2 组成,另一个桥臂由电容C1,C2 组成。高频变压器初级一端接在C1,C2的中点, 另一端接在S1, S2的公共连接端, C1, C2中点的电压等于整流后直流电压的一半,即Vi/2。开关S1, S2 交替导通就在变压器的次级形成幅值为Vi/2 的交流方波电压。通过调节开关的占空比, 就能改变变压器二次侧整流输出平均电压Vo。图3.1 半桥式开关电源主电路设计图中, R1, R2是并联均压电阻; C3是耦合电容, 其作用是防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和,从而提高半桥逆变电路的抗不平衡能力,C3 要选择 ESR小的无极性电容。 T101为初级电流检测用的电流互感器, 作为电流控制时的电流取样用。3.1.2控制电路设计PWM控制电路采用美国硅通用电气公司的TL494 控制芯片。该芯片的输入电压工作范围是835V , 通常可取+15V ; 振荡频率是 100500 kHz, 芯片的脚 5 和脚 7 间串联一个电阻Rd就可以在较大范围内调节死区时间。另外, 它的软启动电路也非常容易设计, 只需在管脚8接一个软启动电容即可。TL494 的振荡频率可表示为 （3.1）式中: Co , Ro 分别是与脚 5、脚 6 相连的振荡器的电容和电阻; Rd 是与脚 7 相连的放电端电阻值。该芯片外围电路简单,11和14脚输出采用图腾柱输出电路,电流驱动能力强, 可直接控制半桥逆变器的上下功率管S1,S2,其外围电路图3.2所示。图3.2控制芯片外围电路设计3.1.3隔离驱动电路设计从 TL494 的 11, 14 脚出来的 PWM 信号驱动PC817光耦, 经光耦隔离后, 送到IR2110专用集成驱动电路, 进而去驱动功率MOSFET管S1和S2, IR2110外围电路连接图3.3所示8。图3.3隔离驱动芯片外围电路设计3.2硬件部件设计3.2.1一次整流与滤波电路的设计3.2.1.1工频整流二极管的选择我国的工频电网一般都采用220V，50Hz的输电电网，所以在无工频变压器的直流变换器中，经过整流和滤波后所得到的直流电压约为300V。若已知输出的功率为Po，变换器的效率为80，依据这些条件就可确定所选用的整流二极管1。反向峰值电压Ud的计算不论是单端式直流变换器，还是双端式直流变换器，所选用的工频整流二极管的反向峰值电压Ud的计算都是相同的。不管是在原理电路，还是在实际电路中，工频整流和滤波后所得到的直流电源电压，不是直接与储能电感线圈相连，就是与开关变压器的初级绕组线圈相连，所以都为感性负载。这样在确定整流二极管的反向峰值电压时，就要考虑到这些与这相连的感性负载在关机瞬间所产生的反向电动势问题。一般都把整流二极管的反向峰值电压选为300V的2倍，即600V，这是比较安全可靠的。正向导通电流Id的计算 （） （3.2）式中，0.8为开关稳压电源的效率；300为市电220V、50Hz输入电压经过全波整流、滤波后所得到的直流电压值。在计算整流二极管的正向导通电流d时，还必须要注意整流二极管的散热问题。在大功率输出是，整流二极管的导通电流也相应地增大。这样就会引起二极管发热。所以，为了解决整流二极管的散热问题，就提高电源的转换效率，降低它自身内部的功耗。在选择整流二极管时，除了要选择正向压降小的肖特基二极管以外，二极管的正向导通电流要留有两至三倍的裕量，即d=（） （3.3）此外，在采用110V电网电压供电的区域，就将式中的300V换成110V电网供电电压整流、滤波后所得到的直流电压150V，因而有： （3.4） （3.5）3.2.1.2滤波电容的计算滤波电容器的容量通过所允许通过的纹波电流值大小来确定。由于在开关稳压电源电路中，滤波电容的容量是按滤波电容中所允许通过的纹波电流值来计算和确定的。根据以下两种情况，分别给出一次滤波电容所允许通过的纹波电流Irms的计算公式。 在输入稳压电源的交流阻抗非常高，DCAC变换器的纹波电流全部由一次滤波电容C1提供的情况下，一次滤波电解电容所允许通过的纹波电流Irms的计算公式： （3.6）式中：，Ip为电流的峰值，Iv为电流的谷值。 在一次滤波电容C1同时要负担一次整流电路的纹波电流及DCAC变换器的高频电流的情况下，一次滤波电解电容所允许通过的纹波电流Irms的计算公式： （3.7）式中：Em为输入交流电网电压的振幅值，U1为一次整流后的直流输出电压值，I1为DCAC变换器的输入电流值，r为一次整流电路的等效路障电阻。以上两式是在不同情况下，确定一次滤波电容所允许通过的纹波电流值的计算公式。在本次设计中，由于采用的是半桥式电路结构的开关稳压电源，所以由以上公式简化后得到下式： （3.8）由滤波电容的容量C来计算纹波电压的方法是：设输出纹波电压的峰峰值为U，输入交流电网电压的峰值为Em，频率为f，输出功率为Po，效率为，则在全波整流电路满足（Ior ）/ Em=0.01的条件时，输出纹波电压的近似计算公式为： （3.9）另外，电解电容器的寿命对整个开关稳压电源的可靠性有一定的影响。在开关稳压电源中，除电解电容器以外的其它元器件，如电阻、电感、无极性电容、变压器以及二极管、开关三极管等等，它们只会发生人为的或偶发的破坏或故障。对电解电容器来说，它的大容量生成是其内部化学反应的结果，所以就会发生耗损性故障。与其它元器件的人为的和偶发的故障模式相比，这种故障模式的问题更加严重。就损耗性故障来说，即使将元器件数量减少到最少，电路设计得再合理，电解电容器的寿命也不会得到提高；同时偶发性故障又总是无法避免的。而耗损性故障的出现又像时钟一样准确，只要这种电解电容的寿命一到，这种故障就会发生和出现，除非在整个电路中全部不采用电解电容，否则，电解电容器的故障率部是较高的。目前市场上的电解电容器，一般保证在105温度下有10002000小时的寿命。近几年来，有些发达国家，如日本、美国、西德等，虽然生产出了长寿命的电解电容，但是由于价格十分昂贵，难以普及。与其它的元器件相比，电解电容的寿命要短好几个数量级。电解电容的寿命对温度的变化规律遵从“阿雷尼厄10度法则”，即温度每升高10，电解电容的寿命就缩短一半。根据这一法则，在65的温度环境下，寿命为1600小时的电解电容，放到105的温度环境中，寿命交降为1000小时。电解电容器的寿命影响电源的寿命是肯定的，而温度又是影响电解电容器寿命的最关键的因素。这就要求在设计中要注意元器件的合理布局，最大限度地降低它的工作温度，应使电解电容远离电源的热源，选择漏电流最小的质量较好的电解电容器。因此，从电源的整体可靠性的角度出发，发现电解电容器是一个最不可靠的元件，可以说是电解电容器的寿命就决定了开关稳压电源的寿命。3.2.1.3共模滤波器的确定对于单相电源，输入侧有两根交流电源线和一根地线。在电源输入侧，两根交流电源线和地线之间产生噪声为共模噪声。两根交流线之间产生的噪声为额定噪声。这就要求在电源的输入侧接入的滤波器要滤除这两类噪声。一般采用图3.4中所示形式的滤波器结构。图3.4 输入侧滤波电路的设计为进一步减少对称和不对称的干扰电压输入滤波器中，增加一个电感线圈L1 使得C3 的充电电流得到限制，从而降低了干扰。滤波器加在开关稳压电源工频220V的输入端，只允许400Hz以下的低频信号通过，对于1KHz2MHz之间的高频信号具有40dB100dB的衰减量。电路中共模扼流圈L是在一个闭合磁路的磁芯上绕制相同的电感量的两个绕阻。当这两个电感为独立电感时，由于其上有电流流过，电流产生变化时，磁芯磁场强度的变化会导致有效磁导率发生变化，甚至饱和，亦即对于电源频率分量和高频噪声分量的有效导磁率随着导线电流的增加而减少，将两个电感绕制在一个磁芯上且构成往复线路式绕阻。由于电源频率分量所产生的磁通彼此的相位差为180，因它们的匝数相等而被相互抵消，对电源频率分量的电感为零，而对于共模噪声成分则呈现很高的有效导磁率，因而将得到很大的衰减。电路中C3称作电源跨接电容，它消除了额定噪声。C1和 C2称作电源旁路电容，与共模扼流圈一起滤除高频和低频共模噪声。滤波器中的电容应采用高频特性较好的陶瓷电容或聚酯薄膜电容。其中，电感在加工时应具有较小的分布电容，应均匀地绕制在圆环骨架上，铁心应选用骨架和频率相一致的铁钼合金材料。有关铁心材料使用频率的极限值如下：叠层式铁心：大约10KHz；粉末状坡莫合金：1KHz1MHz；铁氧体铁心：100150KHz；在实际应用中，为了使加工工艺简便，双向滤波器中的电感一般不采用圆环状铁心，而采用C型材料的铁心来加工。滤波器中的所有电容也应采用高频特性较好的陶瓷电容或聚脂薄膜电容，其容量C1、C2、C5和C6应为2200pF/250V，C3和C4应为0.1uF/400V。电容的连接引线应尽量地短，以便减小引线电感。3.2.2直流变换器的设计3.2.2.1功率开关的选择集电极峰值电压的计算从半桥式直流变换器的基本电路结构中我们可以看出，由于两只功率开关在一个工作周期内轮换导通和截止，每一个功率开关导通或截止的时间各占一个工作周期的一半，因此功率开关集电极上所加的电压就为输入直流供电电压Ui，这样一来就大大降低了对功率开关的要求。