基于英飞凌单片机的逆变电源的设计与实验研究.doc

分类号UDC基于英飞凌单片机的逆变电源的设计与实验研究密 级学 号硕士学位论文基于英飞凌单片机的逆变电源的设计与实验研究王建虎王建虎学 科 门 类： 工 学学 科 名 称： 检测技术与自动化装置西安理工大学指 导 教 师：申 请 日 期：李敏远 教授2014年 1月I II 摘要III 西安理工大学硕士学位论文IV 目录目 录 1 绪论 .11.1研究背景及意义 .11.2国内外研究进展及发展趋势 .11.3本文主要研究内容 .32系统主电路拓扑和控制方案的选取.52.1常用DC/DC变换器拓扑分析 .52.2系统主电路拓扑方案的选取 .82.3系统控制方案的选取 .92.3.1电压模式控制.92.3.2电流模式控制.102.3.3控制方案的选取.113系统效率分析及主电路参数的设计.133.1系统整体结构及工作原理 .133.2电源系统的效率分析 .143.2.1影响电源效率的主要因素.143.2.2电源效率的优化的分析.153.3推挽主电路的设计 .173.3.1开关管的选取.173.3.2 整流二极管的选取 .173.3.3 高频变压器的设计 .183.3.4 直流输出LC滤波器的设计 .213.4全桥逆变主电路的设计 .243.4.1 开关管的选取 .243.4.2 交流输出LC滤波器的设计 .254系统控制电路的设计.274.1推挽DC/DC变换器控制电路设计 .274.1.1高频PWM波的产生.274.1.2 双环控制系统的设计 .284.1.3 缓冲电路设计 .364.2全桥逆变DC/AC变换器控制电路设计 .374.2.1 驱动电路设计 .37i 西安理工大学硕士学位论文4.2.2 吸收电路设计. 384.3保护电路设计. 405实验样机制作与实验结果分析. 415.1推挽DC/DC变换器实验结果及分析. 425.2全桥逆变电路实验结果及分析. 485.3系统硬件调试问题. 496总结与展望. 516.1总结. 516.2展望. 52致 谢. 53参考文献. 54ii 绪论1 绪论 1.1研究背景及意义随着社会的不断发展，人们生活水平的日益提高，汽车已由最开始的代步工具转变为人们生活的必需品，现今又从生活必需品向享受生活的层面过渡。更重要的是有车一族在日常出行的生活中应用的电子产品越来越多，比如车载音响、车载 DVD、车载冰箱、笔记本电脑、手机充电器、以及各种电源适配器等等。以上这些电子产品一般都需要 220V的市电来供电，而汽车上所具有的电源是蓄电池，一般为 12V 的直流电。因此要在汽车上应用这些电子设备就必须在汽车上装配一种电源转换器，即车载电源转换器。车载电源转换器给有车族出行的生活带来了很大方便，解决了有车族出门旅行因为手机或电脑没电给办公或旅行带来的诸多不便。尤其是在户外遇到不可预测的突发事件，车载逆变电源更是保证人身、财产安全的有力工具。在发达国家，车载逆变电源是每辆汽车必须具备的，在我们国家车载逆变电源的使用率还比较低，加之每年汽车销量居高不下，因此，车载逆变电源在国内有很大的市场前景。所以，不论从实际生活需要、经济利益还是市场前景方面来看，对车载逆变电源的研究都有着十分重大的意义【1】【3】。1.2国内外研究进展及发展趋势车载逆变电源也属于逆变电源，而逆变电源的发展与电力电子技术和电力电子器件的发展密不可分，其发展正是跟着现代电力电子技术一步步发展起来的。功率开关元件是组成逆变电源的重要部分，它历经从不可控到可半控，再到可全控的发展历程，而现今己迈入了频率高、容量大、模块化驱动容易和智能化的新时代。自20世纪50年代，晶闸管SCR开始进入工业实用化阶段。到70年代末，电力场效应晶体管（PowerMOSFET），双极结型晶体管（BJT）、达林顿晶体管(DT)、巨型晶体管(GTR)、门极可关断晶闸管(GTO)、高频晶闸管以及双向晶闸管等先后进入工业应用领域。而使用PWM控制技术的GTR变频调速设备的成功研制是该时期的典型代表，它达到了对交流电机在大范围内的无级变速控制。到80年代，大功率的MOSFET、绝缘栅型晶体管（IGBT）、场控型晶闸管（MCT）等一些高频、全控型的功率器件，还有一些经典拓扑结构经过优化的各种功率变换拓扑的应用，都使得电力电子技术迈入了现代电力电子技术的新时代。而现今，迈入高频化的新技术阶段，这个阶段的开关元件以高速器件为主，逆变器具有较高的开关频率，波形的改善主要以PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)为主。逆变器具有体积小、重量轻、转换效率高等诸多优点。正弦脉宽调制(简称SPWM)技术最早是在1964年被提出来的，由于当时功率开关元件速度跟不上而直至1975年才正式的被应用1 西安理工大学硕士学位论文于逆变器技术中，这种应用使得逆变器在性能上有很大的提高。之后，相继出现的许多不同PWM控制技术，在高速元件的应用中占据着主导地位。至此，正弦逆变在技术方面的发展已经基本上得到完善。车载电源由于其特殊的应用场合，其本身得有体积小的特点，因此采用高频化方法成为了减小电源体积的有效措施，然而，提高开关频率在达到减小电源体积这个目的的同时也带来了诸多问题，其中增加开关损耗、增大电磁干扰就是最主要的两个问题。因此，又用到了谐振软开关技术来解决以上两个主要问题，而最早的谐振技术不能按照 PWM 方式工作。直到上个世纪80年代初，美国弗吉尼亚电力电子中心（VPEC）对谐振技术进行了改进，提出了准谐振变换技术，即把LC回路在一个开关周期中的全谐振改变为半谐振或部分谐振，这才使软开关与PWM技术的结合成为可能。PWM软开关技术在现代电力电子技术领域是最热门的研究对象之一，是实现开关电源高频化的最有效方法，也是一种理论性研究很强的对象。这项研究对于进一步提高逆变器的性能和进一步推广逆变器的应用，以及对整个电力电子技术未来的发展，都具有非常重要的意义，是现代逆变电源发展的方向之一。车载电源因其较特殊的使用场合，决定着其必须朝着以下几方面发展：1、体积小、重量轻、频率高。储能元件(磁性元件和电容)的体积和重量是整个开关电源的体积和重量的重要组成部分，因此要使开关电源实现小型化，实际上就是尽可能的减小所用储能元件的体积。而在一定的范围内，提高开关频率，不仅能对电容、电感及变压器的体型有效地减小，而且还能有效的抑制干扰，优化系统的动态性能。因此，提高频率是开关电源发展的主要方向。2、高可靠性。在一个电源系统中，可靠性的高低与所使用元件的数量成反比关系，而制作一个开关电源，要使用的元器件比制作一个连续工作的电源少几十倍，因此可靠性得到了提高。从使用寿命的角度来看，电源的寿命由电解电容、光耦合器等器件的寿命来决定。因而，要从设计方面着眼，尽可能较少的使用元件，使产品的集成程度得到提高。这样一来不仅降低了电路的复杂性、也提高了系统的可靠性，同时增加相应的保护、监控功能，对电路也进行了简化，减小了平均故障发生的概率。3、低噪声。噪声大是开关电源的主要缺点之一。如果一味地提高频率，那么系统的噪声就会跟着加大。而使用局部谐振变换回路技术，在理论和原理上既可以减小噪声又可以提高频率。所以，最大限度地减小噪声的影响是开关电源的又一发展方向。4、采用仿真软件设计和控制。利用MATLAB、PSPICE、SABER等电力电子仿真软件，设计最新变换拓扑和实现参数的最佳匹配，使开关电源不但具有最简洁的结构，而且拥有最佳的工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监测系统，可以实时检测、记录并自动报警等【4】。2 绪论1.3本文主要研究内容本文以车载逆变电源为研究背景，将汽车上蓄电池输出的12V直流电压变换为220V/50Hz输出的交流电压，其中前级采用推挽结构，通过控制两个开关管的开通和关断将输入的直流电压信号变成高频方波，然后经过高频变压器升压，再经过全桥不控整流和滤波电路，最后经过后级全桥逆变电路和输出滤波器得到需要的220V/50Hz的交流输出电压信号。本文针对前级推挽电路存在的偏磁问题进行了研究与分析，并用硬件电路实现了直流母线输出电压的闭环控制。最后在前级采用电流模式控制方法，外环电压环，内环电流环，内环电流环采用直接的电流峰值控制技术，它可以及时、快速、准确的检测开关管的瞬态电流脉冲，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。控制电路控制每个交替脉冲电流的幅值相等，只要电流脉冲达到预定的幅度，电流控制回路就动作，使得脉冲宽度产生变化，使磁芯工作点保持在B/H回线的中心点附近，可以有效地解决推挽电路存在的偏磁问题。并且系统的响应速度快、控制精确。后级采用三环控制方案，在电压瞬时值外环，电容电流内环的基础上增加电压有效值外环这样的三环控制方案，保证输出波形的质量，使输出波形稳定，带载效果良好。最后，本文按照车载逆变电源的规格及参数，制作了一台200W的实验样机，并在样机上进行了针对性的实验研究，实验比较成功。最后采集了相关实验波形，实验结果表明，本文所采取的控制方案合理，控制效果良好；驱动电路的设计合理、准确、可靠；缓冲吸收电路设计合理，取得了较好的缓冲吸收效果。最后制作的样机运行可靠、安全。可长时间的安全运行，带载效果良好、可靠。本论文研究工作的主要内容及章节安排如下：第一章，绪论。本章以车载逆变电源的实际应用背景为基础，引出了本文课题来源，并阐述了逆变电源的研究现状及车载逆变电源以后的发展趋势，最后，对本文每章节的研究工作做了简单介绍。第二章，逆变电源系统主电路拓扑和控制方案的选取。本章通过对多种电路拓扑的学习与分析，综合分析每种电路拓扑的优缺点及它们各自不同的应用场合，最终拟定前级采用推挽电路拓扑，后级采用全桥逆变电路拓扑结构这样的两级变换电路作为电源系统的主电路拓扑来进行逆变电源的设计与制作。最后通过对前级电路常采用的控制方案进行比较，本文最终确定在前级推挽DC/DC变换器采用电流型控制方案。使用的驱动芯片是电流型驱动芯片UC3846。第三章，逆变电源系统的工作原理、效率分析及主电路参数的设计。本章首先对整个逆变电源系统的工作原理进行了分析与介绍，然后对电源系统的效率进行了研究，分析了影响电源系统效率的主要因素，最后对电源系统效率的提升提出了解决方案与优化方法。最后对系统主电路参数的设计进行了详细介绍。其中主要包括：前级推挽升压电路的工作原理分析与介绍、后级全桥逆变电路的拓扑结构及原理分析、前级功3 西安理工大学硕士学位论文率开关器件的选取、前级整流二极管的选取、高频变压器的设计与制作、直流输出LC滤波器电感及电容的参数设计、后级功率开关器件的选取以及交流输出LC滤波器的参数设计。第四章，逆变电源控制系统的设计。本章主要介绍电源系统的控制电路设计部分，主要包括前级推挽电路驱动电路的设计、选用的驱动芯片UC3846的简单介绍及使用方法、前级吸收电路的设计、后级全桥逆变电路驱动电路的设计、后级吸收电路的设计以及逆变电源整体系统故障保护电路的设计。第五章，逆变电源实验样机的制作与实验结果分析。本章展示了制作的一台200W实验样机，并重点对具体的实验内容和实验中采集的波形进行了分析与研究。实验内容与分析分为前级推挽电路的实验结果分析和整个电源系统的实验结果分析。最后对实验平台的搭建和调试过程中遇到的具体问题进行了陈述与说明。第六章，总结与展望。4 系统主电路拓扑和控制方案的选取2系统主电路拓扑和控制方案的选取 结合本课题的研究背景并针对车载逆变电源的特殊使用场合，由于逆变电源要在汽车上直接使用，而汽车又是高档消费品，因此要求无论在任何情况下都对汽车有保护作用，即要求车载逆变电源要实现输入输出上的电气隔离。而要在汽车上实现直流电向交流电的转换，本文采用 DC/DC变流电路（DC/DC Converter）和 DC/AC逆变电路（DC/AC Inverter）两级变换实现汽车上 12V直流电向 220V交流电的变换。前级的 DC/DC变换器有直接直流变流电路和间接直流变流电路两种电路形式。其中直接直流变流电路也称为直流斩波电路（DC Chopper），其原理是直接把一种直流电变换为另一种电压不等的直流电，这种拓扑输入输出之间不带隔离。其主要包括有：升压斩波电路（ Boost-Chopper）、降压 斩波 电路（ Buck-Chopper）、升 降压斩波 电路（Buck-Boost-Chopper）、Cuk斩波电路（Cuk- Chopper）、Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路。间接直流变流电路由逆变电路、整流电路和中间变压器构成。和直流斩波电路相比，该电路增加了交流环节，即构成了直-交-直电路。这种拓扑输入端和输出端之间都带有隔离，另外很关键的一点就是这种电路结构含有的交流环节能够采用较高的工作频率，这个特点可以很大程度的减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和重量，很符合车载逆变电源体积小、重量轻的特点。因此，综上所述，本文采用的就是这种带隔离的 DC/DC变流电路。这种电路主要包括：正激（Forward）电路、反激（Flyback）电路、半桥（Half-bridge）电路、全桥（Bridge）电路和推挽（Push-Pull）电路【4】。2.1常用DC/DC变换器拓扑分析以下将分别介绍正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路的拓扑结构及工作原理。a正激电路图2-1 正激电路Fiure 2-1 Forward circuit5 西安理工大学硕士论文正激电路如图2-1所示，其工作过程为：当开关S闭合时，原边绕组两端的电压为上正下负，副边与 N1 绕组耦合的绕组 N2 两端的电压也是上正下负，因此这种情况下 VD1处于导通状态，而VD2处于关断状态，电感L两端的电流逐渐增长；当S关断后，电感L通过VD2续流，此时VD1关断，电感L的电流逐渐下降。正激电路中，所用开关器件少，回路中只存在一个管压降，电路拓扑简单、可靠性高，驱动电路也相对较简单，这是正激电路本身的优点。但是它本身也有很大的缺点，那就是所用的变压器是单向励磁，利用率较低。b. 反激电路图2-2 反激电路Figure 2-2 Flyback circuit反激电路如图2-2所示，电路工作原理为：当S导通时，副边绕组N2两端电压为上负下正，因此此时VD处于断态，原边绕组的电流线性增长，电感不断储能；当S关断后，变压器中存储的磁场能量通过N2和VD向电路的输出端释放。与正激电路相比可以看出，反激电路所用器件更少，而且二次侧不需要滤波电感，电路拓扑简单，可靠性高，驱动简单并且适用于多路输出的场合。但是同正激电路一样，反激电路变压器也是单向励磁，利用率较低，并且可传输的功率较小。c. 半桥电路半桥电路如图2-3所示，电路工作原理是：两个开关管S1、S2交替导通，当S1导通时，二极管VD1处于导通状态；当S2导通时，二极管VD2处于导通状态；当S1和S2都关断时，变压器原边绕组的电流为零，根据变压器的磁动势平衡原理，变压器副边两个绕组中的电流大小相等，方向相反，此时VD1和VD2两个二极管都处于导通状态，各自分担一半的电流。当两个开关管有一个处于导通状态时，输出级电感L的电流逐渐上升，两个开关管关断时承受的峰值电压均为Uin。6 系统主电路拓扑和控制方案的选取图2-3 半桥电路Figure 2-3 Half-bridge converter通过对半桥电路的分析可以看出，半桥电路的变压器是双向励磁，利用率高，而且由于电路中电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关管导通时间不对称引起的变压器偏磁问题有自动平衡作用，且不易引起直流磁饱和现象。但是半桥中的两个开关管存在直通问题，需要复杂的隔离驱动或者非隔离的浮地驱动电路，这样一来增加了电路的复杂程度，降低了电路的可靠性。d. 全桥电路图2-4 全桥电路Figure 2-4 Bridge converter全桥电路如图 2-4 所示，当S1 和S4 导通时，二极管VD1和 VD4 处于导通状态；当S2和S3导通时，二极管VD2和VD3处于导通状态。这两种模式下电感L上的电流都在上升，当四个开关管都关断时，四个二极管都处于导通状态，各自分担一半的电感电流，这时电感电流开始逐渐下降。通过同一桥臂的两个管子交替导通，对角的两个管子同时导通，将直流电压逆变为幅值为Uin的交流电压，加在变压器的一次侧，然后再通过改变开关的占空比就能改变输出电压Uo的大小。与半桥电路相比，全桥电路把半桥电路中的两个电容换成了两个开关管，另外变压器7 西安理工大学硕士论文方面也有所不同，后级使用的是全桥不控整流电路。因此可以看出，全桥电路中变压器也是双向励磁，利用率高，有利于达到大功率，而且全桥电路容易采用软开关工作方式，这有助于减小开关损耗，提高电源效率。但全桥电路的缺点是电路器件多，成本高，而且控制及驱动较复杂，存在桥臂直通和磁芯直流偏磁问题，另外的一个缺点就是输入回路中存在两个管压降。f. 推挽电路图2-5 推挽电路Figure 2-5 Push-pull converter推挽电路如图2-5所示，开关管S1、S2交替导通，把直流电压变为高频的交流电压，然后经过变压器升压，整流滤波电路得到输出的直流电压信号。当S1导通时，二极管VD1和VD4导通，电感L电流上升；当S2导通时，二极管VD2和VD3导通，电感L电流也逐渐上升，当S1和S2都关断时，电感L的电流开始逐渐减小。S1和S2关断时承受的峰值电压均为两倍的电源电压。同全桥电路相比，推挽电路又多了一些优点，那就是推挽电路的输入回路中只有一个管压降，电路的通态损耗较小，而且驱动简单，适用于中小功率、低输入电压电源的场合。但是，推挽电路也存在偏磁问题，而且对管子的耐压要求较高【5】【6】。2.2系统主电路拓扑方案的选取通过对几种常用电路拓扑工作原理及各自优缺点的分析和比较，可以看出推挽电路所用开关器件少、变压器一次侧通态损耗小、电路驱动简单、适用于低输入电压、中小功率的场合。这些优点很符合本课题车载逆变电源的设计要求，因此本文确定在前级 DC/DC环节采用推挽电路拓扑。后级DC/AC逆变环节采用全桥逆变电路。至此，经过分析和比较本课题确定的逆变电源的主电路拓扑结构如图2-6所示。8 系统主电路拓扑和控制方案的选取图2-6 系统主电路拓扑Figure 2-6 The system main circuit topology2.3系统控制方案的选取为了保证逆变电源的输出效果良好，带载条件下的波形畸变小，运行安全可靠。就得保证前级DC/DC变换器输出电压的稳定。因此针对前级推挽电路拓扑结构，本文采用闭环控制来保证前级直流母线输出电压的稳定。常用的闭环控制策略有电压模式控制和电流模式控制两种方法 。【7】【10】2.3.1电压模式控制电压模式控制系统框图如图2-7所示，该控制系统是一个简单的电压闭环控制系统，只有一个反馈环路，通过采集直流母线输出电压的大小，将反馈电压与参考电压进行比较来调节推挽电路两个开关管的占空比大小，进而来保证直流母线输出电压的稳定。图2-7 电压模式控制框图Figure 2-7 Voltage mode control system block diagram9 西安理工大学硕士论文图2-8 电压模式控制原理图Figure 2-8 Voltage mode control principle diagram电压模式控制系统原理图如图2-8所示,其工作原理是：对输出电压信号UO进行采样，将采集的电压反馈信号U f与给定信号Uref 先通过 E/A 进行比较，然后输出电压误差信号Ue，然后电压误差信号Ue再通过PWM比较器与锯齿波信号进行比较，以此来控制开关管的导通和关断时间。电压反馈信号输入E/A的反向输入端，正向输入端输入的是电压给定值，使输出电压Uo上升时，E/A 的输出Ue下降，而 PWM 比较器的正向输入端输入的是锯齿波信号，反向输入端输入的是Ue，所以PWM比较器的输出是脉宽不等的方波信号。在Ue高于锯齿波幅值的时间段内输出的是低电平，小于锯齿波电压的时间段内输出高电平。如果Uo变大，则PWM比较器输出的低电平的宽度减小，如果Uo变小，则PWM比较器输出的低电平的宽度变宽，而这个低电平的宽度就是开关管导通的导通时间。电压模式常用的驱动芯片有TL494、SG3525。2.3.2电流模式控制电流模式是最近些年发展起来的一种控制技术，其系统框图如图2-9所示，与电压模式相比，电流模式控制多了一个电流内环，是一个双环控制系统，一个是包含输出电压采样信号的电压外环，一个是检测初级峰值电流采样信号的电流内环。开关管的导通时间由电压环的采集信号和电流环的采集信号通过PWM比较器来共同决定。图2-9 电流模式控制框图Figure 2-9 Current mode control system block diagram10 系统主电路拓扑和控制方案的选取电流模式控制系统原理图如图2-10所示，将输出电压的反馈信号 Uf与给定电压信号Uref通过电压误差放大器进行比较放大，输出电压误差信号 Ue，然后将 Ue与电流采样电阻 R1检测的阶梯斜坡电压信号通过 PWM 比较器进行比较，而 PWM 比较器的输出是脉宽不断变化的方波信号。该方波信号去控制锁存器，通过锁存器的置位和复位功能调节开关管的导通时间，达到闭环调节的目的。其中PWM比较器正向输入端输入的是电流环检测回来的斜坡电压信号，反向输入端输入的是电压误差信号 Ue。电流模式常用到的驱动芯片有适用于单端电路的 UC3842 和适用于双端电路的UC3846。图2-10 电流模式控制原理图Figure 2-10 Current mode control principle diagram2.3.3控制方案的选取通过对两种控制模式的原理介绍与分析，可以看出电压模式控制只对输出电压进行采样，将采样的信号作为反馈信号来实现闭环控制。电压模式的优点是只有一个电压环，实现简单、噪声小、工作稳定。缺点是由于开关电源存在电感，而电感对于电压信号有相位延迟作用，所以电压控制在实现闭环控制时存在一定的滞后，会造成系统响应速度慢，电压稳定性差，甚至在大信号变动时容易产生振荡。电流模式采用的是双环控制，与电压模式相比，电流模式控制有很多优势。主要体现在以下几个方面：首先，对输入电压的变化响应快，抗干扰能力强。电压输入电压的变化必然会引起变压器原边电流大小的变化，进而引起初级电流上升斜率的变化，如果电压变大，则电流上升的斜率就会增大，上升速度就会加快。反之则电流上升斜率减小，上升速度变慢。但只要电流脉冲达到预定的幅度，控制回路就会动作，从而调节脉冲的宽度，保证输出电压的稳定。而在电压模式控制下，控制电路对输入电压的变化不存在直接的反应和识别，只有在输出电压产生变化时才会进行处理，响应时间慢。11 西安理工大学硕士论文其次，电流模式控制方案可以很容易的实现过流保护功能。电流内环采用了电流峰值检测控制技术，只要给电流峰值设置一定的电流阈值，就可以快速准确的实现过流保护功能，从而能够在过载或短路时限制流过开关管和变压器的电流，实现过载和短路保护功能。最后，能够克服偏磁，保证变压器的磁通平衡。在半桥、全桥、推挽电路中变压器较容易产生偏磁现象，电压模式控制不能完全克服偏磁现象，而电流模式能保证电流脉冲的幅值相同这个特点能自动的解决磁通不平衡的现象。综上分析，本文采用电流模式控制方案来对前级的DC/DC升压电路实现闭环控制，保证直流母线输出电压的稳定，另外对推挽电路中存在的变压器偏磁问题进行有效地解决。采用的驱动芯片是电流型驱动芯片UC3846。12 系统效率分析及主电路参数的设计3系统效率分析及主电路参数的设计 本文所设计的逆变电源参数如下：1）输入输入电压：12VDC。2）输出输出额定电压：220V；输出频率：50Hz；最大输出容量：200VA；输出电压波形：正弦波。3.1系统整体结构及工作原理整个逆变电源系统由两部分组成，一是前级推挽升压电路，二是后级全桥逆变电路。将汽车蓄电池输出的12V直流电通过推挽电路变成高频方波信号，然后经过高频变压器升压，再经过整流滤波电路得到380V左右的直流母线输出电压，再将该直流电压经过全桥逆变电路和输出滤波电路，最终得到输出为220V/50Hz的交流正弦电压信号。其中，前级采用双环控制方案，使用电流型驱动芯片UC3846，将UC3846输出的两路PWM波分别驱动前级推挽电路的两个开关管，控制两个管子的导通和关断。后级全桥逆变电路使用的驱动芯片是IR2110，用两片 IR2110来驱动逆变桥的四个开关管，而 IR2110 的输入是由单片机产生的SPWM波信号。整个系统控制框图如图3-1所示。图3-1 系统的控制框图Figure 3-1 The control block diagram of system13 西安理工大学硕士论文3.2电源系统的效率分析能量转换装置必定存在能量损耗，而对效率的要求是任何开关电源最基本的指标，开关电源的设计首先要考虑的就是对效率的优化。针对本设计，高效率就意味着汽车蓄电池有更长的供电时间，用户可以有更充分的时间享受车载电源给人们日常生活带来的方便。3.2.1影响电源效率的主要因素开关电源系统的损耗大部分来自于开关器件（MOSFET和二极管），另外一部分则来自于电感和电容。因此在选择开关电源元器件时应该综合考虑多方面的具体参数，以使电源系统达到期望的效率指标要求。1）开关器件的损耗MOSFET 和二极管由于其自身的一些特性，会产生较大的能量损耗，从而很大程度的降低了电源系统的工作效率。产生的相关损耗主要包括导通损耗和开关损耗两部分。a.导通损耗简单而言，任何电流回路都存在损耗电阻，产生能量损耗。MOSFET 和二极管是开关元件，导通时电流经过 MOSFET 或二极管都会产生导通压降。由于 MOSFET 只有在导通时才流过电流，MOSFET 的导通损耗和其导通电阻、占空比和导通时流过的电流有关，计算公式如下：Pon = Id2Rd（s on）D（3-1）其中：Rd（s on）：实际结温下的导通电阻，可从器件数据手册中获得；Id：导通时流过 MOSFET的电流有效值；D：占空比。MOSFET的导通损耗主要是由导通电阻引起的，导通电阻通常非常小。二极管的导通损耗主要是由其自身的导通压降（ VF）引起的，而导通压降一般相对较大，因此，二极管会产生比 MOSFET更大的导通损耗。二极管的导通损耗由导通电流、导通压降和导通时间来决定。而在 MOSFET关断时二极管才处于导通状态，二极管的导通损耗由下式来计算：Pon = Iavg VF (1- D)（3-2）式中：Iavg：二极管导通时流过电流的平均值；14 系统效率分析及主电路参数的设计VF：二极管的导通压降；D：占空比。从式中可看出，二极管的导通时间越长，产生的损耗就越大。b.开关损耗开关损耗是由器件开关过程中的非理想状态引起的，是指开关器件在开通和关断过渡过程间产生的功率损耗。器件从完全导通到完全关闭或者从完全关闭到完全导通都需要经过一定的时间，在这个时间内就会产生功率损耗，一般很难估算 MOSFET或二极管产生的开关损耗。开关器件的开通和关断过渡时间与开关频率无关，因此可以得出，开关频率越高，产生的开关损耗就越大。即开关周期越短，MOSFET 开通和关断过渡时间所占的比例就越大，从而就会增大开关损耗。与 MOSFET一样，二极管也有开关损耗，其开关损耗主要归咎于二极管的反向恢复时间，主要存在于二极管从正向导通到反向截止的转换过程里，当反向的电压加在二极管两端时，电流会对二极管充电，产生反向的电流尖峰，因为反向的电流和电压同时存在于二极管两端，这样就会生成V I的功率损耗。2）电感损耗和电容损耗电感产生的损耗包括线圈损耗和磁芯损耗，线圈损耗归结于线圈的直流电阻（DCR），磁芯损耗归结于电感的磁特性。若电感值固定，电感尺寸较小时，为了保证匝数相同，则必须减小导线的横截面积，从而就会增大 DCR；而对于给定的电感尺寸，小电感值就会减小 DCR。电感的电阻损耗可以用下式来计算：PDCR = I2avgDCR（3-3）电感的磁芯损耗并不像电阻损耗那么容易估算。电容在电源电路中主要起稳压、滤除输入和输出噪声的作用，与理想的电容模型相反，电容元件本身的一些物理特性也使得电容会产生一些损耗，这些损耗主要包括三个方面：等效串联电阻（ESR）损耗、漏电流损耗和电解质损耗。这三种损耗也降低了电源系统的效率。电容的电阻损耗很容易理解，在每个开关周期中，电流流入和流出电容，电容的等效串联电阻将产生一定的功耗。而漏电流损耗是由电容绝缘材料的电阻导致较小的电流流过电容而产生的功耗。电介质损耗比较复杂，由于电容两端加上的交流电压，电容电场就会发生变化，从而使电介质分子极化产生功耗。3.2.2电源效率的优化的分析基于上述部分的讨论，可以看出，要提高电源的效率，就需要减小开关器件、电感、电容等元件产生的损耗。对于MOSFET，减小其损耗的有效方法就是选择导通电阻小、可快速切换的MOSFET，15 西安理工大学硕士论文通常，增大器件尺寸和漏源极击穿电压，有利于减小导通电阻。因此，选择MOSFET时要在尺寸与效率之间进行权衡。另外，由于MOSFET的正温度特性，当其温度升高时，导通电阻会相应变大。因此，需使用适当的散热方案保持较低的结温，使导通电阻不会过大。MOSFET 的开关损耗归结于寄生电容，寄生电容越大则所需的充电时间就越长，开关转换速度就会越慢，这样就会产生更多的功耗。一般，MOSFET的寄生电容和芯片尺寸成反比，因此在选择MOSFET时必须综合考虑开关损耗及导通损耗，同时也要适当选择电路的开关频率。对于二极管，应选择导通压降小、快恢复型的二极管。在低功耗的应用场合中，能够很好替代快恢复二极管的是肖特基二极管，该二极管的恢复时间几乎可以忽略，反向恢复电压也只是普通二极管的一半，但工作电压却远低于快恢复二极管。考虑到这些优点，肖特基二极管被广泛用于低功耗设计中，在低占空比时可以降低开关二极管的功耗。另外，在实际的元件选择过程中，选择合理的开关电源IC也有利于提高电源的效率，因为这样将功率器件集成到IC内部就可以省掉对MOSFET和二极管进行繁琐的选型，而且又能使得电路结构更加紧凑。这样就能减小线路损耗和寄生效应，能在一定程度上提高系统的工作效率。上述是为了提高电源效率在器件的选型上进行的研究与分析，当然，在提高电源效率的方法上，除了合理的选择元件外，另外一种很有效的方法就是改善电源系统的拓扑结构和控制方法。在改善系统拓扑方面，本设计前级选用的是推挽电路拓扑，该拓扑变压器原边中心抽头直接接蓄电池，两端由开关管控制，交替导通，使得占空比为单端工作的两倍，提高了电源的转换效率。在改善控制方法方面，由于硬开关技术相对成熟，电路结构简单，而且几乎能够应用于所有逆变电路主电路中，本文在DC/DC升压变换中，采用的也正是硬开关的工作方式。但是，在这种驱动方式下，开关器件的开关损耗几乎成为整个电源系统功率损耗的主要组成部分，会严重的降低电源整体效率。另外，在硬开关的工作方式下，随着开关频率的增大，开关损耗也会跟着增加，这样就限制了开关频率的增加，导致开关电源体积的减小受到限制。因此，针对硬开关方式存在的诸多不足，电力电子界和电源界自70年代以来，不断对高频软开关技术进行研究。近年来，软开关技术已经被引入各类电力电子变换电路中，它可以从根本上很大程度的减小甚至完全消除（理论上）开关器件的开关损耗，很好的提高了电源系统效率。另外，减小了开关损耗就等于抑制了元件的发热程度，这样就能减小元件散热装置的体积和重量，很符合本文设计的逆变电源的特点。因此，综上所述，本文将从元器件的选型和改善控制方略两个方面对本文预设计的电源系统的转换效率进行优化与提升。16 系统效率分析及主电路参数的设计3.3推挽主电路的设计本文选择的前级DC/DC升压电路拓扑是推挽电路，下面将对推挽电路中的元件选型、高频变压器的设计、直流输出LC滤波器电感及电容的设计进行介绍。3.3.1开关管的选取由于本文所设计的逆变电源功率为200W，功率小，而且开关频率较高，为50KHz,因此选择MOSFET为前级推挽电路的开关管。1）额定电压由推挽电路的工作原理可知，两个开关管在关断时所承受的峰值电压为两倍的电源输入电压，本设计中 Ui=12V，Uinmax =15V，2Uinmax =30V，考虑到分布电感、PWM 波频率过高等因素引起开关管电压尖峰及可靠性设计，为安全起见选用耐压值为100V的MOSFET开关管。2）额定电流流过MOSFET开关管的电流按照输入电压最低时输出额定功率的情况来计算,有公式P0Iinmax=（3-4）UinminDmax其中输出额定功率 P0=200W； Uinmin =10.8V； Dmax =0.7；电源效率 =0.85。计算可得Iinmax=31A，根据推挽电路特点，主电路的电流由两个开关管平均分担，因此每只开关管流过的电流应为 15.5A 。综上，考虑到一定的裕量及可靠性，本文选取英飞凌公司的IPP045N10N3 100V/100A作为推挽电路的两个开关管。3.3.2 整流二极管的选取1）额定电压变压器副边为全桥整流电路，二极管承受的反向电压为直流侧输出电压，承受的最大反向电压VDmax=400V，在高频的开关整流下存在一定的电压振荡，因此考虑1.5倍的电压裕量1.5VDmax=600V。2）额定电流在全桥整流电路中，在一个开关周期中，整流开关工作状态为：当变压器副边有电压时只有两个整流二极管导通工作，而当变压器的副边电压为零时，全桥整流电路的四个二极管都导通，近似认为流过各自的电流都相等，均为负载电流的一半，流过二极管的电流大小由下式来计算17 西安理工大学硕士论文2Dsec+ IO IO2 2(1-Dsec) 2 IDR =（3-5）2其中:Dsec= Dmax=0.7；直流母线电路即负载电流 Io=0.6A。计算可得 IDR = 0.2A。综合1）、2)，考虑到裕量和安全因素，最终选取英飞凌公司生产的快恢复二极管D05G60C600V/5A。3.3.3 高频变压器的设计传统的DC/DC变换器采用工频变压器实现电气隔离和电压的变化，其结果是电源体积大而且笨重，并对于输入电压及负载的波动系统的动态响应特性差。高频DC/DC变换器实现高功率密度,高变换效率不再采用工频逆变器，而是采用小体积、高传输功率的高频变压器，因此高频变压器作为高频电源的核心部件,肩负着传送功率、电压变换、绝缘和隔离的使命。而高频逆变电源的性能好坏绝大程度的取决于高频变压器的设计。针对本课题逆变电源的设计背景和应用场合，本文设计了一种高频变压器，具体参数如下：开关频率：fs=50KHz；输入电压：Uin=12V；工作效率：h =98%；变压器允许温升：25输出电压：Uout=380V。本文采用面积乘积（Area product）法即 AP法来对变压器进行设计。 AP法的设计思路是：先求出磁芯窗口面积Aw与磁芯有效截面积 Ae的乘积( AP=AwAe，称作磁芯面积乘积)，然后根据 AP值，查表找出所需变