基于UC3842反激式开关电源的设计.doc

基于UC3842反激式开关电源的设计制作摘 要随着电力电子技术的飞速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由PWM（脉冲宽度调制）控制IC和MOSFET构成。本文利用开关电源芯片UC3842设计制作一款新颖的单端反激式、宽电压输入范围、12V8A固定电压输出的96W 开关稳压电源,适用于需要较大电流的直流场合（如对汽车电瓶充电），同时本文对电路参数计算也做了详细的讨论。关键词：开关电源 反激变换 RCD箝位 UC3842A Flyback Converter Mode Switching Power Supply designed based on UC3842AbstractThis article amply introduced the characteristics, inner structure and working principle chip UC3842, and presented the working principle and the design method of parameters of the flyback converter, is composed using UC3842. The application of RCD circuit in converter can realize low cost. How to design that circuit is introduced. A 96Watt offline flyback switching power supply which has universal input and 12V8A fixed output voltage is designed based on UC3842. The power supply can be applied to the most field where DC voltage is provided.Key words: switching power supply; flyback converter; RCD clamp ;UC3842目 录论文总页数：29页引 言11开关稳压电源11.1线性稳压电源与开关稳压电源11.1.1线性稳压电源概述11.1.2开关稳压电源概述21.2开关稳压电源的原理及分类31.2.1开关稳压电源的原理31.2.2开关稳压电源的分类41.2.3常用的拓扑结构41.3开关稳压电源的发展方向92开关稳压电源主控芯片92.1 系统框图92.2 UC3842工作原理102.3由UC3842构成的单端反激式开关稳压电源123电路参数的计算123.1开关稳压电源中RCD箝位参数计算123.1.1反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理133.1.2 RCD 箝位电路的设计133.2开关变压器及主电路参数计算163.3反馈环路计算214实验数据记录244.1 UC3842 PIN3脚电压244.2占空比244.3Vin(min)244.4综合测试24结 论25参考文献25附 录26致 谢28声 明29基于UC3842反激式开关电源的设计制作引 言随着电力电子技术的飞速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，1955年美国罗耶（GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25KHz的开关电源。进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。1开关稳压电源1.1线性稳压电源与开关稳压电源一个电路系统要正常工作就需要提供电源。电源的种类多种多样，工作原理也不一样。本文就开关电源设计制作做一详细的论述，同时也与线性电源做一简单的比较。 1.1.1线性稳压电源概述所谓线性稳压电源,是指在稳压电源电路中的调整功率管是工作在线性放大区。其工作过程为：将220V50Hz的工频电压经过线性变压器降压后，再经过整流、滤波和线性稳压，最后输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。其原理框图可以用如图1.1所示。图1.1 直流稳压电源的组成线性稳压电源的优点是：（1）电源稳定度及负载稳定度较高；（2）输出纹波电压小；（3）瞬态响应速度快；（4）线路结构简单，便于维修；（5）没有开关干扰。线性稳压电源的缺点是：（1）功耗大，效率低，其效率一般只有30%-45%。（2）因为使用了笨重的工频变压器因而体积大，重量重，不能微小型化；（3）必须有较大容量的滤波电容。1.1.2开关稳压电源概述开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。开关电源的优点：（1） 功耗小，效率高。由于开关管工作在开关状态，转换速度也很快（频率一般为50KHz左右，在一些技术先进的国家也可以做到近1000KHz）这使得开关晶体管的功耗很小，电源的效率可以大幅度提高，其效率可以达到80%。（2） 体积小，重量轻。由于开关电源中没有采用笨重的工频变压器，同时由于开关管功耗大幅度降低以后，又省去了较大的散热片，所以开关电源的体积小巧，重量轻。（3） 稳压范围宽。开关电源输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿，这样，在工频电网电压变化较大时，它仍然能够保证有较稳定的输出电压，所以开关电源的稳压范围宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。这样，开关电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也很多，因此实际灵活，以满足不同要求的场合。（4） 滤波效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减小。开关电源的工作频率目前基本上是在50KHz，是线性稳压电源频率的1000倍。这就使得整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍。就是采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500倍。在相同的波纹输出电压的要求下，采用开关电源，滤波电容容量是线性稳压电源中滤波电容容量的1/500-1/1000。（5） 电路形式灵活多样。例如，有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式，等等。设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能够满足不能应用场合的开关电源。开关电源的缺点： 开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰。开关电源中，功率调整开关晶体管工作在开关状态，它产生的交流电压和电流会通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重影响整机的正常工作。此外，由于开关电源震荡器没有工频降压变压器的隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子设备电子仪器和家用电器受到严重的干扰。1.2开关稳压电源的原理及分类1.2.1开关稳压电源的原理输入交流电压（AC）经由整流滤波以后可获得一高压的直流电压（DC=1.4AC），此电压接入交换元件当做开关使用在20KHZ-100KHZ的高频状态。这时直流高压会被切割成高频的方波信号，这个方波信号经由功率隔离变压器，在二次侧可以获得事先所设定的电压值，然后再经由整流与滤波就可以获得所需的直流输出电压。开关电源的方框图如下：图 1.2开关稳压电源系统框图1.2.2开关稳压电源的分类开关电源按照输入电压与输出电压的类型可以分为四类，即DC-DC，AC-DC，DC-AC，AC-AC。其中DC-AC，AC-AC在实际应用中很少见到，本文叙述从略。DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton（通用），二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。其具体的电路由以下几类：（1）Buck电路降压斩波器，其输出平均电压Uo小于输入电压Ui，极性相同。（2）Boost电路升压斩波器，其输出平均电压Uo大于输入电压Ui，极性相同。（3）Buck-Boost电路降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。（4）Cuk电路降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo 大于或小于输入电压UI,极性相反，电容传输。 AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化。另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求。由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。1.2.3常用的拓扑结构1.2.3.1 单端反激变换器1.2.3.1、电路拓扑图图1.3 单端反激变换器电路原理:其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q开通时Np储存能量，开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器，变压器初级需有Cr、Rr和Dr组成的RCD漏感尖峰吸收电路，其参数的计算本文有详细介绍。输出回路需有一个整流二极管D1。由于其变压器使用有气隙的磁芯，故其铜损较大，变压器温相对较高。并且其输出的纹波电压比较大。但其优点就是电路结构简单，适用于200W以下的电源且多路输出交调特性相对较好。本文制作的96W开关稳压电源采用此电路拓扑。1.2.3.2双管反激变换器1.2.3.2电路拓扑图图1.4 双管反激变换器电路原理:其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q1、Q2开通时Np储存能量，开关管Q1、Q2关断时Np向Ns释放能量，同时Np的漏感将通过D2、D3返回给输入，可省去RCD漏感尖峰吸收电路。在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器。输出回路需有一个整流二极管D1（最好使用恢复时间快的整流管）。工作特点:a、在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd(Vs：输入电压；Vd:D2、D3的正向压降，)，D2、D3必须是快恢复管（当然用超快恢复管更好）。b、在反激开始时，储存在原边Np的漏电感的能量会经D2、D3反馈回输入，系统能量损失会小，效率高。c、在与单端反激变换器相比，无需RCD吸收电路；功率器件可选择较低的耐压值；功率等级也会很大。d、在轻载时，如果在“开通”周期储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在“关断”周期会将过多的能量能量反馈到输入。1.2.3.3 单端正激变换器1.2.3.3、电路拓扑图图1.5 单端正激变换器电路原理:其变压器T1起隔离和变压的作用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级需有复位绕组Nr。在实际使用中，此绕组也可用RCD吸收电路取代亦可，如果芯片的辅助电源用反激供给则也可削去调整管的部分峰值电压（相当一部份复位绕组）。输出回路需有一个整流二极管D1和一个续流二极管D2。由于其变压器使用无气隙的磁芯，故其铜损较小，变压器温升较低。并且其输出的纹波电压较小。1.2.3.4 双管正激变换器1.2.3.4、电路拓扑图图1.6 双管正激变换器电路原理:其变压器T1起隔离和变压的作用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级无需再有复位绕组，因为D1、D2的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压。输出回路需有一个整流二极管D3和一个续流二极管D4（其中D3、D4均最好选用恢复时间快的整流管）。输出滤波电容Co应选择低ESR（等效电阻）大容量，有利于降低纹波电压（当然这对于其它拓扑结构的也是这样要求）。工作特点:a.在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd(Vs：输入电压；Vd:D1、D2的正向压降，)，D1、D2必须是快恢复管。b.在与单端正激变换器相比，无需复位电路，有利于简化电路和变压器设计；功率器件可选择较低的耐压值；功率等级也会很大，现在很多大功率等级的通信电源及电力操作电源都选用了此种电路。c.两个调整管工作状态一致，同时处通态或断态。在大功率等级电源中选用此种电路，利于选择调整管。1.2.3.5推挽式变换器1.2.3.5电路拓扑图图1.7 推挽式变换器电路原理:其变压器T1起隔离和传递能量的作用。在开关管Q1开通时，变压器T1的Np1绕组工作并耦合到付边Ns1绕组，开关管Q关断时Np向Ns释放能量；反之亦然。在输出端由续流电感器Lo和D1、D2付边整流电路。开关管两端应加一RC组成的开关管关断时所产生的尖峰吸收电路。工作特点:a、在任何工作条件下，调整管都承受的两倍的输入电压。所以此电路多用于大功率等级的DC/DC电源中，这样才有利于选材料。b、两个调整管都是相互交替打开的，所以两组驱动波形相位差要大于180，因为要存在一定死区时间。1.2.3.6 半桥变换器1.2.3.6、电路拓扑图图1.8 半桥变换器电路原理:其变压器T1起隔离和传递能量的作用。开关管Q1导通时，Np绕组上承受一半的输入电压，副边绕组电压使D1导通；反之亦然。输出回路D1、D2、Lo、Co共同组成了整流滤波电路。此电路减小了原边调整管的电压应力，所以是目前比较成熟和常见的电路；如计算机开关电源70%以上、电子镇流器60%都使用此电路。1.2.3.7 全桥变换器1.2.3.7、电路拓扑图图1.9 全桥变换器电路原理:此电路采用4个开关管Q1，Q2，Q3，Q4构成桥式电路，多用于大功率等级电源中，目前国内许多研究机构都是在此电路上做改造，但对于多数的电源生产厂商来说此电路成熟的产品市场占有率很低，自身设计投入开发成本会很高。1.3开关稳压电源的发展方向(1)高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减少，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC-DC 变换器的开关频率将上升到MHz。但随着开关频率的不断提高，开关元件和无源元件损耗的增加、高频寄生参数以及高频EMI 等新的问题也将随之产生。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。(2)软开关技术：为提高变换器的变换效率，各种软开关技术应用而生，具有代表性的是无源软开关技术和有源软开关技术，主要包括零电压开关/零电流开关(ZVS/ZCS)谐振、准谐振、零电压/零电流脉宽调制技术(ZVS/ZCS-PWM)以及零电压过渡/零电流过渡脉宽调制(ZVT/ZCT-PWM)技术等。采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器变换效率的提高。(3)功率因数校正技术(PFC)。目前PFC 技术主要分为有源PFC 技术和无源PFC 技术两大类，采用PFC 技术可以提高AC-DC 变化器输入端功率因数，减少对电网的谐波污染。(4)模块化技术。采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要，提高系统的可靠性。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。(5)低输出电压技术。随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作越来越低，这就要求未来的DC-DC 变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。2开关稳压电源主控芯片2.1 系统框图实现本设计的系统框图如下2.1所示：其中的PWM芯片是设计中的核心元件，本设计采用UC3842作为PWM产生和控制器件。同时开关变压器的设计以及主电路的元件参数也是决定设计成败的关键，本文将对其详细论述。图2.1 系统框图2.2 UC3842工作原理UC3842 是一种高性能的固定频率电流型控制器, 是专为离线式直流变换电路设计的, 其管脚排列如图2.2所示，内部结构如图2.3 所示，管脚功能如表2.1。它集成了振荡器、有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM 锁存器电路。该芯片主要有以下性能:(1) 可调整振荡器的放电电流以产生精确的占空比;(2) 最高开关频率可达500kHz;f=1.8/(Rt.Ct) Rt单位为K,Ct单位为UF,f单位为KHz。(3) 带锁定的PWM ( Pulse Width Modulation) ,可以实现逐个脉冲的电流限制;(4) 具有内部可调整的参考电源, 可以进行欠压锁定;(5) 图腾柱输出电路能够提供大电流输出, 输出电流可达1A , 可直接对MOSFET进行驱动;(6) 带滞环的欠压锁定电路可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡;(7) 起动电流和工作电流低, 启动电流小于1mA , 正常工作电流为15mA;(8) 可直接与MOTOROLA 的SENSEFET 产品接口。图2.2 UC3842引脚分布图图2.3 UC3842电路内部功能结构图表2.1 UC3842管脚功能说明8管脚14管脚功能说明11补偿该管脚为误差放大器输出,并可用于环路补偿。23电压反馈该管脚是误差放大器的反相输入，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。35电流取样一个正比于电感器电流的电压接至此输入，脉宽调制器使用此信息终止输出开关的导通。47Rt/Ct通过将电阻Rt连接至Vref以及电容Cr连接至地，使震荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达500KHz.5-地该管脚是控制电路和电源的公共地（仅对8管脚封装如此）610输出该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1.0A的峰值电流经此管脚拉和灌。712Vcc该管脚是控制集成电路的正电源。814Vref该管脚为参考输出，它通过电阻Rt向电容Ct提供充电电流。8电源地该管脚是一个连回至电源的分离电源地返回端（仅14管脚封装如此），用于减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。11Vc输出高态（Voh）由加到此管脚（仅14管脚封装如此）的电压设定。通过分离的电源连接，可以减小开关瞬态噪声的影响。9地该管脚是控制电路地返回端（仅14管脚封装如此），并被连回到电源地。2,4,6,13空脚无连接（仅14管脚封装如此），这些管脚没有内部连接。2.3由UC3842构成的单端反激式开关稳压电源图2.4 由UC3842构成的开关稳压电源电路图系统工作原理:220V 的交流输入电压经保险管和EMI滤波器（滤除电网上的高频电压成分同时防止开关稳压电源自身产生的高频串入电网）后整流并滤波平滑后为电路提供约300V直流工作电压, 起动电路由电容C12 和R18,R19 构成, C12 经电阻R 18,R19充电, C12 的电压达到16V 时,UC3842启动并有输出, 使MOS开关Q(型号2SK725 耐压500V，电流15A，功率125W) 导通, 能量存贮在变压器T 1中。 此时,由于二次侧各路整流二极管反向偏置, 故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧电流通过电阻R 22检测并与UC3842内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到这一电平时,Q 关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈N c 的电压整流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V 基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。C12 在刚开始时必须存贮足够的能量才能维持控制系统工作。3电路参数的计算3.1开关稳压电源中RCD箝位参数计算在反激式变换器中，箝位电路采用RCD 形式具有结构简单，成本低廉等优点，下文论述该种电路的设计方法。反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(150w) 的电源中但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。3.1.1反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理图为RCD 箝位电路在反激式变换器中的应用。图3.1 RCD吸收电路结构图中：Vclamp: 箝位电容两端间的电压Vin:输入电压VD:开关管漏极电压Lp:初级绕组的电感量Llk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk 中，当反激式变换器中RCD箝位电路的开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk 中的能量将不会传递到副边。如果没有RCD箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。若加上RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc消耗。这样就大大咸少了开关管的电压应力。3.1.2 RCD 箝位电路的设计在RCD 箝位电路中电阻Rc和电容Cc的取值都比较大，因此，箝位电容Cc上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，可以用一个恒定值Vclamp 来表示箝位电容两端的电源。在此基础上可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。步骤一：确定箝位电压Vclamp图3.2 采用RCD箝位的反激变换器的开关管的漏极电压图3.2表示的是采用RCD箝位的反激变换器的开关管的漏极电压。图中：VOR：次级到初级的折射电压Vclamp ：箝位电容Cc两端的箝位电压VBR(DSS) ：开关管的漏源极击穿电压VINMAX ：最大输入直流电压由图可见，箝位电压Vclamp 与开关管的VBR(DSS) 及输入最高电压有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定Vclamp 的大小 (3.1) 步骤二：确定初级绕组的漏感量Llk 初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。步骤三：确定箝位电阻Rc 前文提到，箝位电容Cc两端的电压可用恒定值Vclamp 表示，因此箝位电阻消耗的功率为： (3.2)式中：PR-clamp ：箝位电阻消耗的功率另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系： (3.3)式中：WR-clamp ：箝位电阻消耗的能量Wl：初级绕组漏感中存储的能量VOR：次级到初级的折射电压。Vclamp ：箝位电压将能量转换为平均功率则(3.2)式可变为： (3.4)式中：fs：变换器的工作频率Llk：初级绕组的漏感量Ids-peak ：开关管的最大峰值电流(即低压满载时的峰值电流) 这样由(3.2)、(3.4)式就可得到箝位电阻的计算公式： (3.5)步骤四：确定箝位电容Cc 箝位电容C的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这(c) 个脉动电压为箝位电压的5%-10%, 这样，就可通过下式来确定Cc的最小值。 (3.6)式中：Cc：箝位电容Vclamp ：箝位电压Vclamp ：箝位电容上的脉动电压Rc：箝位电阻fs：变换器的工作频率步骤五：实验验证上述计算结果，应该在实验中得以验证，此时应该观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形，同时还要考虑元器件的选型是否合理，比如，箝位电阻的功率选择应考虑1/3降额使用，箝位电容应选择具有低的串联等效电阻和低的等效电感的电容，箝位二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管。另外，上述计算过程并没有考虑寄生参数的影响，所以应以计算值为基础，根据实验的情况适当调整，就可得到满意的值，从而最大程度降低变压器漏感。3.2开关变压器及主电路参数计算变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，以下即就本设计中采用的EI40变压器做介绍。决定变压器的材质及尺寸,依据变压器计算公式 : (3.7)B(max)=铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp=一次侧电感值(uH)Ip=一次侧峰值电流(A)Np=一次侧(主线圈)圈数Ae=铁心截面积(cm2)B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100时的B(max)为3900 Gauss，设计时应考虑零件误差，所以一般取20003500 Gauss之间，一般而言铁心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power。Ae的计算如下图：图3.3 变压器磁芯截面积计算示意图(1) 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。本设计中取150UF。(2) 决定变压器线径及线数:当变压器决定后，变压器的骨架即可决定，依据骨架的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以4A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。本设计中一次侧线径用0.5mm漆包线2股并饶，输出端采用0.7mm漆包线8股并饶。(3) 决定Duty cycle (工作周期):由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。 (3.8)NS = 二次侧圈数NP = 一次侧圈数Vo = 输出电压VD= 二极管顺向电压Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压D = 工作周期(Duty cycle)(4) 决定Ip值: (3.9) (3.10) (3.11)Ip = 一次侧峰值电流Iav = 一次侧平均电流Pout = 输出瓦数效率PWM震荡频率(5) 决定辅助电源的圈数:依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。本设计中使用2股并饶6圈。(6) 决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压260V(电容器上为380V)为基准。将所得资料代入(3.7)公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。(7) EI40变压器计算:输出瓦数96W(12V/8A)，Core = EI-40，可绕面积(槽宽)=8mm，假设fT = 50 KHz ，Vin(min)=90V，=0.8，P.F.=0.5(cos)，Lp=200 Uh由以上假设可知尺寸=EI-40，Ae=1.47cm2，可绕面积(槽宽)=8mm，假设滤波电容使用150uF/400V，Vin(min)暂定90V。决定变压器的线径及线数:假设NP使用0.5的线电流密度=可绕圈数=假设Secondary使用0.7的线电流密度=假设使用8P，则电流密度=可绕圈数=决定Duty cycle:假设Np=33T，Ns=5T，VD=0.7决定Ip值:决定辅助电源的圈数:假设辅助电源=12V NA1=12圈假设使用0.5的线可绕圈数=若NA1=12Tx1P，则辅助电源=14.4V决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):MOSFET(Q1) =最高输入电压(380V)+ =463.6VDiode(D3)=输出电压(Vo)+x最高输入电压(380V)=69.6VDiode(D2)=69.6V其它:因为输出为12V，TL431的Vref值为2.5V，再加上光耦上的压降约1.2V，输出电压完全能够推动光耦及TL431，不必另外增加饶组提供反馈环路所需的电压。但若输出电压在4V以下则需要另外增加绕组。0.35x2Px4T0.32x1Px22T0.23x2Px6T0.35x4Px2T(8) 保险丝:由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(3.3A)可确定使用4A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。(9) 整流二极管:将AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知使用8A/1000V的整流二极管已经有足够的余量，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。(10) 滤波电容 :由C2的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V264V(或180V264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V的电容。本设计中采用的150UF/400V。(11) 辅助电源二极管:整流二极管，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异如下:a.耐压不同(在此处使用差异无所谓)b.VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V)在本设计中采用的是电流更大的FR306(3A/800V)(12) 辅助电源电阻:主要用于调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3842而言，设计时VCC必须大于10V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。本设计中采用18/0.5W。(13) 辅助电源滤波电容:辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容，本设计中采用耐压更高的100uf/100V电容。(14) 启动电阻提供3842第一次启动的路径，第一次启动时透过R18，R19对C12充电，以提供3842 VCC所需的电压，R18，R19阻值较大时，turn on的时间较长，但短路时Pin瓦数较小，R2阻值较小时，turn on的时间较短，短路时Pin瓦数较大，一般使用220K/2W 。(15) 高低压补偿电阻高、低压补偿用，使3842 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750K-1.5M 1/4W之间)。3842 Pin3脚电压最高为1V，R22的大小须与R17，R20配合，以达到高低压平衡的目的，一般使用2W电阻，设计时先决定R22后再加上R17，R20补偿，一般将3842 Pin3脚电压设计在0.85V0.95V之间(视瓦数而定，若瓦数较小则不能太接近1V，以免因零件误差而顶到1V)。(16) 开关管:在本设计中采用场效应管2SK725作为开关管使用，它有15A的电流能力，500V的耐压以及125W的功率，能够满足设计要求。(17) 开关管保护电阻R8:R8的作用在保护Q1，避免Q1呈现浮接状态。(18) RC去噪滤除3842 Pin3脚的噪声，R16一般使用1K 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶质电容，C3若使用电容值较小者，重载可能不开机(因为3842 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者，也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题。(19) 栅极驱动电阻R14电阻的大小，会影响到EMI及温升特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度较慢，EMI特性较好，但Q1的温升较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小， Q1 turn on / turn off的速度较快，Q1温升较低、效率较高，但EMI较差，一般使用51-150 1/8W。(20) 振荡频率决定3842的工作频率，可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率，C6一般为332p的电容(误差为5%)，R10使用精密电阻，以EI40为例，C6使用332P/50V电容，R10为10K 1/8W电阻，振荡频率约为50 KHz。(21) 一次侧回路增益控制 3842内部有一个Error AMP(误差放大器)， R11、C5及Error AMP组成一个负回授电路，用来调整回路增益的稳定度，回路增益，调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确，一般C2使用立式积层电容(温度持性较好)。(22) 整流二极管输出整流二极管，D3的使用需考虑:电流值和二极管的耐压值。在本设计中，输出电流8A，使用16A的二极管(MUR1660)可以满足要求，耐压部分60V经验证后符合，因此最后使用16A/60VMUR1660。(23) 二次侧尖峰电压吸收D3在截止的瞬间会有尖峰产生，若尖峰超过二极管(D3)的耐压值，