变频驱动异步电机再生制动及馈电技术.doc

西南交通大学课程设计变频驱动异步电机再生制动及馈电技术目录第一章 牵引电机的调速方法21、变极调速：22、变转差率调速：23、牵引电机的变频调速33.1变频器与逆变器、斩波器33.2变频器分类4第二章 牵引电机的特性调节81.基频调速：81.1基频以下调速81.2基频以上调速112.V/F控制与V/F曲线11第三章 变频驱动异步电机再生制动及能量反馈141.当电机工作于再生发电状态时142.再生能量回馈状态下的理论计算153.再生能量回馈系统设计184.实验结果205.结论21参考文献:22摘 要针对通用变频器不能直接用于快速启动、制动和频繁正反转调速场合问题,探讨了变频调速系统中的再生能量产生机理,尤其是对再生能量回馈状态下惯性体的运动能量，有源逆变回馈能量、制动转矩进行了定量分析,揭示了各物理量之间的关系,设计了一种通用变频器能量回馈控制系统。实验表明,该系统馈送电流谐波小,功率因数高,能够有效地实现能量回收和精确制动;该系统使得变频器可以实现四象限运行,节能效果明显。关键词 异步电动机;结构原理;调速方法;能量回馈;再生制动;并网技术1引言变频调速技术涉及电子、电工、信息与控制等多个学科领域。采用变频调速技术是节能降耗、改善控制性能、提高产品产量和质量的重要途径,已在应用中取得了良好的效果和显著的经济效益。但是,人们往往忽视了进一步挖掘变频调速系统节能潜力和提高效率的问题。事实上,除了通过变频调速技术及其优化控制技术实现“按需供能”,即在满足生产机械速度、转矩和动态响应要求的前提下,尽量减少变频装置的输入能量外,将由生产机械中储存的动能或势能转换而来的电能及时地、高效地“回收”到电网,也是不可忽略的一个途径。在工业生产中,有许多工艺要求拖动系统能快速起动、制动和频繁正反转,如高速电梯、矿用提升机、大型龙门刨床、水泥破碎机等。此类系统要求电机四象限运行,当电机减速、制动或者带位能性负载重物下放时,电机处于再生发电状态,如果处理不当,将在直流侧出现过高的泵升电压,限制了通用变频器的应用范围1-2。比较理想的方式是通过有源逆变装置将再生能量回馈到交流电网,在能源资源日趋紧张的今天,这项研究具有十分重要的现实意义。本文在分析变频调速系统中的再生能量产生机理,揭示再生制动下各物理量之间的关系的基础上,设计了一种新型能量回馈控制系统。第一章 牵引电机的调速方法指当负载不变时，利用人工的方法改变转子的转速。它与电动机自动适应负载变化而改变转速不同。1、变极调速：就是改变电动机定子绕子的极对数p来调速。从式3-1可见，如果电源频率固定不变，只要改变定子绕组的极对数p，则同步转速和转子转速n也会随着改变。而且，电机的同步转速与级数对p成反比变化，例如当=50HZ时，把极对数从p=1变到p=2，得到的同步转速将为n1=3000r/min两种。 变极调速的异步电动机一般采用鼠笼式转子，因为鼠笼式转子的极对数能自动地随着定子极对数的改变而改变，转子磁场的极对数总是相等而产生平均电磁转矩。 变极调速的常用方法是在定子上只装一套绕组，而利用改变绕组接法来获得两种或多种极对数，称为绕组变极。 变极调速的优点是:设备简单，运行可靠。 变极调速的缺点是：不平滑调速，而是一级一级的分段调速。2、变转差率调速：就是改变电动机的转差率s来调速的。当恒转矩负载调速时，从电磁转矩关系式4-2可见，改变转差率s有下面几种方法：电磁转矩计算公式3-2：P极对数 电动机相电压 定子频率 定子绕组的电阻和电抗 转子绕组的折算电阻和电抗由式3-2可知： (1)在转子回路中串入电阻，电感，电容，以及改变。(转子变电阻调速) (2)改变定子绕组端电压。(定子调压调速) (3)在定子回路串入外加电阻或电抗，以改变。(串极调速)(4)(电磁转差离合器调速) 异步电动机电磁转差离合器调速系统以恒定转速运转的异步电动机为原动机，通过改变电磁转差离合器的励磁电流进行速度调节。这一方法的缺点是：转子回路中接入附加电阻后，将使转子铜耗增加，降低电动机效率。但由于此法比较简单，在中小容量的电动机中用得比较多。3、牵引电机的变频调速由前面的分析可以知道，对异步电动机而言，用变级调速少，且不能平滑调速；用转子回路串联电阻改变转差率s调速则损耗较大。在后面我们着重阐述引电机的变频调速优点，方法及原理。交流变频调速系统一般由三相交流异步电动机、变频器及控制器组成，它与直流调速系统相比具有以下显著优点： （1）异步电动机比直流电动机结构简单，重量轻，价格低，它没有换向器，运行可靠； （）控制电路比直流调速系统简单，易于维护； （）变频调速系统调速范围宽，能平滑调速，其调速静态精度及动态品质好，而且节能显著，是目前世界公认的交流电动机的最理想、最有前途的调速技术，因而在国际上获得了广泛的应用。3.1变频器与逆变器、斩波器 变频调速是以变频器向交流电动机供电，并构成开环或闭环系统。变频器是把固定电压、固定频率的交流电变换为可调电压、可调频率的交流电的变换器，是异步电动机变频调速的控制装置。逆变器是将固定直流电压变换成固定的或可调的交流电压的装置（DCAC变换）。将固定直流电压变换成可调的直流电压的装置称为斩波器（DCDC变换）。变压变频调速（VVVF）在进行电机调速时，通常要考虑的一个重要因素是，希望保持电机中每极磁通量为额定值，并保持不变。如果磁通太弱，即电机出现欠励磁，将会影响电机的输出转矩，由 TMKTMCOSj式3-3 2 式3-3中TM：电磁转矩，M：主磁通，I2 ：转子电流，COS：转子回路功率因素，KT ：比例系数)电机磁通的减小，势必造成电机电磁转矩的减小。由于电机设计时，电机的磁通常处于接近饱和值，如果进一步增大磁通，将使电机铁心出现饱和，从而导致电机中流过很大的励磁电流，增加电机的铜损耗和铁损耗，严重时会因绕组过热而损坏电机。 因此，在改变电机频率时，应对电机的电压进行协调控制，以维持电机磁通的恒定。为此，用于交流电气传动中的变频器实际上是变压（Variable Voltage，简称VV）变频（Variable Frequency，简称VF）器，即VVVF。所以，通常也把这种变频器叫作VVVF装置或VVVF。根据异步电动机的控制方式不同，变压变频调速可分为恒定压频比（V/F）控制变频调速、矢量控制（FOC）变频调速、直接转矩控制变频调速等。3.2变频器分类从变频器主电路的结构形式上可分为交直交变频器和交交变频器。交直交变频器首先通过整流电路将电网的交流电整流成直流电，再由逆变电路将直流电逆变为频率和幅值均可变的交流电。交直交变频器主电路结构如下图。 交交变频器把一种频率的交流电直接变换为另一种频率的交流电，中间不经过直流环节，又称为周波变换器。它的基本结构如下图所示。 常用的交交变频器输出的每一相都是一个两组晶闸管整流装置反并联的可逆线路。正、反向两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压u0。输出电压u0的幅值决定于各组整流装置的控制角，输出电压u0的频率决定于两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，要的到正弦波输出，就在每一组整流器导通期间不断改变其控制角。对于三相负载，交交变频器其他两相也各用一套反并联的可逆线路，输出平均电压相位依次相差。交交变频器由其控制方式决定了它的最高输出频率只能达到电源频率的75%80%，不能高速运行，这是它的主要缺点。但由于没有中间环节，不需换流，提高了变频效率，并能实现四象限运行，因而多用于低速大功率系统中，如回转窑、轧钢机等。从变频电源的性质上看，可分为电压型变频器和电流型变频器。 对交直交变频器，电压型变频器与电流型变频器的主要区别在于中间直流环节采用什么样的滤波器。 电压型变频器的主电路典型形式如下。在电路中中间直流环节采用大电容滤波，直流电压波形比较平直，使施加于负载上的电压值基本上不受负载的影响，而基本保持恒定，类似于电压源，因而称之为电压型变频器。 电压型变频器逆变输出的交流电压为矩形波或阶梯波，而电流的波形经过电动机负载滤波后接近于正弦波，但有较大的谐波分量。由于电压型变频器是作为电压源向交流电动机提供交流电功率，所以主要优点是运行几乎不受负载的功率因素或换流的影响；缺点是当负载出现短路或在变频器运行状态下投入负载，都易出现过电流，必须在极短的时间内施加保护措施。 电流型变频器与电压型变频器在主电路结构上基本相似，所不同的是电流型变频器的中间直流环节采用大电感滤波，见下图，直流电流波形比较平直，使施加于负载上的电流值稳定不变，基本不受负载的影响，其特性类似于电流源，所以称之为电流型变频器。 电流型变频器逆变输出的交流电流为矩形波或阶梯波，当负载为异步电动机时，电压波形接近于正弦波。电流型变频器的整流部分一般采用相控整流，或直流斩波，通过改变直流电压来控制直流电流，构成可调的直流电源，达到控制输出的目的。电流型变频器由于电流的可控性较好，可以限制因逆变装置换流失败或负载短路等引起的过电流，保护的可靠性较高，所以多用于要求频繁加减速或四象限运行的场合。一般的交交变频器虽然没有滤波电容，但供电电源的低阻抗使它具有电压源的性质，也属于电压型变频器。也有的交交变频器用电抗器将输出电流强制变成矩形波或阶梯波，具有电流源的性质，属于电流型变频器。交直交变频器根据VVVF调制技术不同，分为PAM和PWM两种。PAM是把VV和VF分开完成的，称为脉冲幅值调制（Pulse Amplitude Modulation）方式，简称PAM方式。PAM调制方式又有两种：一种是调压采用可控整流，即把交流电整流为直流电的同时进行相控整流调压，调频采用三相六拍逆变器，这种方式结构简单，控制方便，但由于输入环节采用晶闸管可控整流器，当电压调得较低时，电网端功率因素较低，而输出环节采用晶闸管组成的三相六拍逆变器，每周换相六次，输出的谐波较大。其基本结构见图a；另一种是采用不控整流、斩波调压，即整流环节采用二极管不控整流，只整流不调压，再单独设置PWM斩波器，用脉宽调压，调频仍采用三相六拍逆变器，这种方式虽然多了一个环节，但调压时输入功率因素不变，克服了上面那种方式中输入功率因数低的缺点。而其输出逆变环节未变，仍有谐波较大的问题。其基本结构见图b。PWM是将VV与VF集中于逆变器一起来完成的，称为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation）方式，简称PWM方式。PWM调制方式采用不控整流，则输入功率因素不变，用PWM逆变同时进行调压和调频，则输出谐波可以减少。其基本结构见图c。在VVVF调制技术发展的早期均采用PAM方式，这是由于当时的半导体器件是普通晶闸管等半控型器件，其开关频率不高，所以逆变器输出的交流电压波形只能是方波。而要使方波电压的有效值随输出频率的变化而改变，只能靠改变方波的幅值，即只能靠前面的环节改变中间直流电压的大小。随着全控型快速半导体开关器件BJT、IGBT、GTO等的发展，才逐渐发展为PWM方式。由于PWM方式具有输入功率因数高、输出谐波少的优点，因此在中小功率的变频器中，几乎全部采用PWM方式，但由于大功率、高电压的全控型开关器件的价格还较昂贵，所以为降低成本，在数百千瓦以上的大功率变频器中，有时仍需要使用以普通晶闸管开 关器件的PAM方式。第二章 牵引电机的特性调节前面讲在进行电机调速时，为保持电动机的磁通恒定，需要对电机的电压与频率进行协调控制。那么应该怎样对电机的电压与频率进行协调控制呢？对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。基频，即基本频率f 1，是变频器对电动机进行恒转矩控制和恒功率控制的分界线，应按电动机的额定电压（指额定输出电压，是变频器输出电压中的最大值，通常它总是和输入电压相等）进行设定，即在大多数情况下，额定输出电压就是变频器输出频率等于基本频率时的输出电压值，所以，基本频率又等于额定频率f N（即与电动机额定输出电压对应的频率）。异步电动机变压变频调速时，通常在基频以下采用恒转矩调速，基频以上采用恒功率调速。1.基频调速：1.1基频以下调速在一定调速范围内维持磁通恒定，在相同的转矩相位角的条件下，如果能够控制电机的电流为恒定，即可控制电机的转矩为恒定，称为恒转矩控制，即电机在速度变化的动态过程中，具有输出恒定转矩的能力。由于恒定U 1 / f 1控制能在一定调速范围内近似维持磁通恒定，因此恒定U 1 / f 1控制属于恒转矩控制。严格地说，只有控制E g / f 1 恒定才能控制电机的转矩为恒定。 恒定气隙磁通M控制（恒定E g / f 1控制）根据异步电动机定子的感应电势 Eg =4.44f1N1KN1M 式4-1 （式中 E g为气隙磁通在每相定子感应的电动势，f 1为电源频率，N 1为定子每相绕组串联匝数，K N1为与绕组结构有关的常数，M为每极气隙磁通），可知，要保持M不变，当频率f 1变化时，必须同时改变电动势E g的大小，使 E g / f 1常值 式4-2即采用恒定电动势与频率比的控制方式。（恒定E g / f 1控制） 又，电机定子电压 U 1E g + ( r 1 + j x 1 ) I 1 式4-3（式中 U 1为定子电压，r 1为定子电阻，x 1为定子漏磁电抗，I 1为定子电流），如果在电压、频率协调控制中，适当地提高电压U 1，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持E g / f 1为恒值，则无论频率高低，每极磁通M均为常值，就可实现恒定E g / f 1控制。恒定E g / f 1控制的稳态性能优于下面讲的恒定U 1 / f 1控制，它正是恒定U 1 / f 1控制中补偿定子压降所追求的目标。恒定压频比控制（恒定U 1 / f 1控制）根据上面的公式，在电动机正常运行时，由于电动机定子电阻r 1和定子漏磁电抗x 1的压降较小，可以忽略，则电机定子电压U 1与定子感应电动E g近似相等，即 U 1E g 式4-4则得 U 1 / f 1常值 式4-5这就是恒压频比的控制方式。（恒定U 1 / f 1控制） 由于电机的感应电势检测和控制比较困难，考虑到在电机正常运转时电机的电压和电势近似相等，因此可以通过控制U 1 / f 1恒定，以保持气隙磁通基本恒定。恒定U 1 / f 1控制是异步电动机变频调速的最基本控制方式，它在控制电动机的电源频率变化的同时控制变频器的输出电压，并使二者之比U 1 / f 1为恒定，从而使电动机的磁通基本保持恒定。恒定U 1 / f 1控制的出发点是电动机的稳态数学模型，它的控制效果只有在稳态时才符合要求。在过渡过程中，电动机所产生的转矩需要按照电动机的动态数学模型进行分析计算。因此恒定U 1 / f 1控制的电动机系统难以满足动态性能的要求。在起动时，为了使系统能满足稳态运行的条件，频率的变化应尽可能缓慢，以避免电动机出现失速现象，即电动机转子的转速与旋转磁场的转速相差很大。滑差增大，造成电动机中流过很大的电流，电动机输出的转矩将减小。恒定U 1 / f 1控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，突出优点是可以进行电机的开环速度控制。恒定U 1 / f 1控制存在的主要问题是低速性能较差。这是由于低速时异步电动机定子电阻压降所占比重增大，已不能忽略，电机的电压和电势近似相等的条件已不满足，仍按U 1 / f 1恒定控制已不能保持电机磁通恒定。电机磁通的减小，电机电磁转矩的减小。因此，在低频运行的时候，要适当的加大U 1 / f 1的值，以补偿定子压降。若采用开环控制，则除了定子漏阻抗的影响外，变频器桥臂上下开关元件的互锁时间也是影响电机低速性能的重要原因。对电压型变频器，考虑到电力半导体器件的导通和关断均需一定时间，为防止上下元件在导通/关断切换时出现直通，造成短路而损坏，在控制导通时设置一段开关导通延迟时间。在开关导通延迟时间内，桥臂上下电力半导体器件均处于关断状态，因此又将开关导通延迟时间称为互锁时间。互锁时间的长短与电力半导体器件的种类有关。由于互锁时间的存在，变频器的输出电压将比控制电压低。在低频的时候，变频器的输出电压比较低，PWM逆变脉冲的占空比比较小，这时互锁时间的影响就比较大，从而导致电机的低速性能降低。互锁时间造成的压降还会引起转矩脉动，在一定条件下将会引起转速、电流的振荡，严重时变频器不能运行。对磁通进行闭环控制是改善U 1 / f 1恒定控制性能的十分有效的方法。采用磁通控制后，电机的电流波形的到明显改善，气隙磁通更加接近圆形。恒定转子磁通r控制（恒定E r / f 1控制）如果把电压、频率协调控制中的电压U 1进一步再提高一些，把转子漏抗上的压降也抵消掉，便的到恒定E r / f 1控制，其机械特性是一条直线。显然，恒定E r / f 1控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。问题是，怎样控制变频器的电压和频率才能获得恒定E r / f 1的呢？按照电动势与磁通的关系 E g =4.44 f 1 N 1 K N1 F M 式4-6 可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在上式中，气隙磁通E g的感应电动势对应于气隙磁通F M，那么，转子磁通的感应电动势E r就应该对应于转子磁通F r E r =4.44 f 1 N 1 K N1 F r 式4-7由此看见，只要能够按照转子磁通 F r恒值进行控制，就可获得恒定E r / f 1控制。这正是矢量控制系统所遵循的原则。1.2基频以上调速当电机的电压随着频率的增加而升高时，若电机的电压已达到电机的额定电压，继续增加电压有可能破坏电机的绝缘。为此，在电机达到额定电压后，即使频率增加仍维持电机电压不变。这样，电机所能输出的功率由电机的额定电压和额定电流的乘积所决定，不随频率的变化而变化。具有恒功率特性。在基频以上调速时，频率可以从基频往上增加，但电压却不能超过额定电压，此时，电机调速属于恒转矩调速。电机在恒转矩调速时，磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。2.V/F控制与V/F曲线V/F控制在恒定U 1 / f 1控制中，频率f 1下降时，定子电阻压降在U 1中所占比例增大，造成气隙磁通F M和转矩下降，采取适当提高U 1 / f 1的方法，来低偿定子电阻压降的增大，而保持F M恒值，最终使电动机的转矩得到补偿。这种方法称为转矩补偿，因为它是通过提高U 1 / f 1而得到的，故又称V/F控制或电压补偿。许多书中则直译为转矩提升（Torque boost）。基本V/F曲线U 1 / f 1恒值时的V/F曲线称为基本V/F曲线（见下图中曲线a），它表明了没有补偿时的电压U 1和频率f 1之间的关系。它是进行V/F控制时的基准线。全补偿V/F曲线 不论f 1为多大（在f 1f N的范围内），通过补偿，都能保持F M恒值，称为完全补偿V/F曲线，简称全补偿V/F曲线（见下图中曲线b）。 全补偿V/F曲线与电动机的参数有关，而电动机的型号规格很多，其全补偿V/F曲线各不相同，即使是同一型号、同一规格的电动机，应用场合的不同，其全补偿V/F曲线各不相同。这是因为转矩补偿的实质是用提高电压的方法来补偿定子阻抗压降的。而定子阻抗压降的大小是和定子电流I 1的大小有关的，定子电流的大小又与负载有关。因此，电动机的负载大小不同，所需的补偿电压（从而全补偿V/F曲线）也不一样。过分补偿有的用户认为，补偿小可能会带不动负载，补偿大了没问题，故而在设定V/F曲线时“宁小毋大”，或在设定V/F曲线时，只根据最重负载的要求来设定，则在轻载或空载时，就会出现补偿过分。补偿过分，说明电压U 1提升过多，使电动势E g在U 1中的比例相对减小，则定子电流I 1增加。但电动机的负载与转速均未变，故定子电流I 1增大，励磁电流I 0必增大，其结果是磁通F M增加。磁通增加，将使铁心达到饱和，F M的波形将逐渐地由正弦波变成平顶波，而励磁电流I 0则为尖顶波。补偿越过分，铁心的饱和程度越深，I 0的峰值也越高，甚至引起变频器因过电流而跳闸。异步牵引电动机变频调速是一种合理和理想的调速方法，实现变频调速的装置叫变频器，交直交变频器按无功能量处理方式分为电压型和电流型。在即将投入运营的SZ1地铁列车上，采用了一种新型变频变压(VVVF)逆变器牵引和制动系统。之所以称它是“新型”系统，是因为以下三个原因:其一，采用大功率电力电子器件IGBT模块。复合型IGBT是以单极型MOSFET为驱动元件，双极型GTR为主导元件的达林顿结构元件，它综合了前者输入阻抗高、驱动功率小(电压型)、电路简单、开关频率高、热稳定性好和后者安全工作区宽、电流密度高、导通压降低的优点;其二，单台牵引电机额定功率较之目前国内外已投入运营的同类产品(4M2T)大，因而使这类地铁列车有更大的牵引功率和电制动功率;其三，VVVF逆变器采用直接转矩控制系统，这是除矢量控制系统之外的另一种新的高动态性能的、但更简单适用的变频变压调速系统。因此，这种“新型”系统体现了现代电力电子器件、电路及其控制技术方面的特点:集成度高，工作频率高，全控化，电路控制简单、灵活、准确，多功能化和智能化。这将大大提高地铁列车VVVF逆变器系统的可靠性、可维修性以及经济性等，具有广阔的发展前景。第三章 变频驱动异步电机再生制动及能量反馈1.当电机工作于再生发电状态时电机内部将发生以下变化过程:变频器拖动电机降速,电机转子的旋转速度超过给定频率下的同步转速,也即超过电机内部同步旋转磁场的转速。造成转子切割磁力线的方向反向,转子导体上感应电势以及感应电流的方向反向。由于转子电流中的励磁分量不会发生变化(电机不可能使励磁电流反向,因为它需要从变频器侧吸收励磁电流以建立电机内部磁场,维持电机的运转),所变化的只是转子电流中的转矩分量,而转子电流转矩分量的变化又引起了定子电流转矩分量的变化。其结果是:定子电流的合成量(即平时所说的定子电流)和电机的转矩反向,从坐标上看,即电机的机械特性曲线从第一象限运动到第二象限。3变频调速器再生能量的产生机理图1所示为变频器拖动电机运行时泵升电路的等值电路3-5。为说明泵升电压产生机理,假定电容电压Uc、绕组反电动势E、电阻r、电感L为常数。可得回路方程。电动状态时:再生发电状态时:电动状态时E和I反向,回路电压为Uc-E,若I保持不变,泵升时间t随E的升高而增大;再生发电状态时E和I同向,回路电压为Uc+E,在I相等的情况下,泵升时间t随E的升高而减少。从能量关系看,电动状态时Uc和E同时吸收电感放出的电能;而再生发电状态时只有Uc吸收能量,它不仅吸收电感放出的电能,而且连制动时产生的电能也一并吸收了。如果没有吸收再生能量的环节,将导致电容上电压升高,升高的那一部分电压就称为泵升电压。2.再生能量回馈状态下的理论计算2.1惯性体的运动能量计算设n为旋转体的转速(r/m in),J和GD为旋转体的转动惯量(kg m2),且GD=4J,则旋转体具有的运动能量为当速度从n1减速到n2(r/m in)时释放出的能量为2.2变频器驱动电机再生制动时的能量计算再生能量是由电机机械系统的动能转化而来,可表达为试中:为机械系统的动能；为储存在电机电感中的电磁能;为机械阻力所消耗的等效电能,M f(t)为机械阻力矩函数,(t)为电机角速度函数;W0为其他损耗。为简化计算,假定电感中所存储的能量与机械阻力能和各种损耗相抵消,即机械系统的动能都转化为再生能量回馈变频器直流侧,则有:所以电机再生发电功率(W):2.3制动转矩计算电动机要加速时,就要增大其运动能量;相反,要减速时,必须释放其运动能量。其加速和减速所需要的转矩表达为2.4变频器参数设定与制动能力分析异步电动机转速可以表示为其中f1为电动机定子频率,s为转差率,np为电机极对数。在变频调速系统中,s和np可以看作常数。将式(9)两边分别取导数由式(7)、(8)和(10),整理得其中为实际生产工艺要求的减速时间,f为变频器频率输出的变化量。式(11)(13)反映了电动机再生制动时发电功率、制动转矩与变频器基本参数相互之间的定量关系。由上述各式可得以下结论:1)电机制动时回馈能量的大小与系统的转动惯量、转速、机械阻力、电机绕组电感等因素有关;2)假定电感中所存储的能量可与机械阻力能及各种损耗相抵消,则电机的发电功率大小由电机的转动惯量GD、电机转速n、减速时间决定;3)在t=0时刻,电机刚开始回馈时若转速为n1,变频器减速时间已设定的情况下,设df1/dt=-W(k0)。则最大发电功率为式中n0为给定电源频率下的同步转速;负号表示能量由电机侧流向变频器直流侧;4) 若变频器的频率变化及减速时间参数确定,可以求出确定的制动转矩。当要求的减速时间越短电动机的发电功率越大,提供的制动转矩也越大。同时电机再生制动时最大发电功率与制动转矩的关系,可由式(13)得到:显然,Pmax与制动转矩T、电机转速n1成正比;5)制动转矩的大小与系统的转动惯量成正比,与减速时间成反比。2.5回馈能量计算设有源逆变停止时直流侧电压为U1,正常工作时为Ue,则回馈过程电网需吸收的能量为其中C为变频器及有源逆变器中间环节电解电容的电容量。在能量回馈过程中由于直流侧电压的平均值Ua为一定值,故回馈功率的大小仅由回馈电流决定。设回馈电流时直流侧的电流平均值为IL,电网相电压有效值为U2,则能量回馈平均功率P fa约为为保证电机的制动效果,电网回馈功率Pf应不小于电动机再生发电过程中可能出现的最大发电功率Pm ax,否则直流侧电压将持续升高;同时P fa还应不大于变频调速系统的额定功率P e。由能量守恒定律可得P fa=Wf,即该式即为有源逆变时电网侧回馈能量的表达式。由上式可以得到下述结论:1)对于一个确定的系统(转动惯量一定),若电机转速n、电网电压U2和逆变停止电压U1一定,则回馈电流IL与制动时间成反比;2)在电网电压U2、直流侧电压U1和回馈电流IL不变的情况下,转动惯量GD越大,则制动所需时间越长;转动惯量GD越小,则所需制动时间越短。3.再生能量回馈系统设计如前所述,再生能量及时高效的回馈电网,使通用变频器可四象限运行,并实现节能降耗。本文在对变频调速系统电机再生制动分析理论指导下,设计了一种新型的通用变频器能量回馈控制系统,整个系统结构框图如图2。主电路主要由三相IPM逆变桥和相关外围电路组成。逆变桥的输出端通过三个扼流电抗器L1、L2、L3与变频器输入端子R、S、T相连,输入端则通过两个隔离二极管D1、D2接变频器的直流侧P、N端,以保障能量在变频器有源逆变桥电网方向上的单向流动。C3、C4为滤波电解电容,R3、R 4为电容均压电阻,R 5为电容充电限流电阻,J2为用于切除限流电阻的继电器。霍尔电流传感器H负责检测回馈电流,为系统实现回馈电流控制提供准确可靠的反馈信号。扼流电抗器L1、L2、L3的作用是平衡压差、限流以及滤波。系统工作过程是:当电机电动运行时,逆变器开关管VT1VT6全被封锁,处于关断状态;当电动机处于再生发电状态时,能量由电机侧回馈直流侧,导致直流母线电压升高。当直流母线电压超过电网线电压峰值时,整流桥由于承受反压而关断;当直流母线电压继续升高并超过启动逆变器工作电压VDLH时,逆变器开始工作,将能量从直流侧回馈电网。当直流母线电压下降到关闭逆变器工作电压VDLL时,关闭逆变器。一个完善的能量回馈控制系统应满足相位、电压、电流等三方面的控制条件3,这要求回馈过程必须与电网相位保持同步关系;只有直流母线电压超过一定值时才启动有源逆变装置;系统应该能够控制回馈电流的大小,从而可以控制电机的制动转矩,实现精确制动。控制系统结构框图如图2,主要包含同步电路、电压检测控制电路、电流检测控制电路和故障检测、保护电路等部分,整个系统由微处理器进行监控。回馈电流的质量是整个系统的关键和难点,本文设计的系统