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国内外电源管理技术研究毕业论文目 录第一章 绪论11.1国内外电源管理技术概述11.2开关型电压转换器简介2第二章 XD2607系统构建82.1控制模式的选取82.2工作模式的选取102.3系统设计与系统框图112.4效率的考虑132.5 主要电特性指标14第三章 XD2607设计中的技术关键及其解决方案163.1电流环稳定性分析与斜率补偿163.2电压环稳定性分析与电路建模21第四章 XD2607电路设计与仿真验证284.1使能控制与PTAT电流偏置（ENABLE）284.2带隙基准源（VREF）314.3零温度系数电流基准（IREF）364.4误差放大器（EA）384.5振荡器模块（OSC）414.6斜坡产生模块（SLOPE）434.7电流比较器（ICOMP）454.8 误差箝位电路（CLAMP）474.9自动测试电路（TEST）494.10控制逻辑（LOGIC）53第五章 XD2607整体电路仿真验证及主要性能指标实现56结束语62参考文献64在学期间撰写的学术论文和参加科研情况667第一章 绪论第一章 绪论本章首先对国内外电源管理现状及发展趋势进行了简要的介绍。继而在此基础之上对开关型转换器的基本结构、分类及其发展作出较为简明的阐述。1.1国内外电源管理技术研概述以电力电子学为核心的电源管理技术从20世纪60年代中期开始形成，但此时的电源管理内容相对简单，以整流技术（AC/DC）为主的各种电源装置的出现是该时期的主要标志。而后随着电子技术的飞速发展和不断创新，电子电力设备与人们的工作、生活的关系日益密切，电子设备都离不开可靠的电源，由此带来了电源管理技术腾飞。电源的管理与控制已经是电子系统设计中最基本和关键的需求。进入20世纪80年代后，国际上开关电源开始了实用化，PFM高频调制技术、软开关技术、处理网测斜波电流和提高网测功率因数的PFC技术的研究以及柔性交流输电系统概念的提出引起学术界和企业界的广泛瞩目。受改革开放浪潮和发展电力电子技术需求的激励，我国电工电子业界掀起了三大研究和开发热潮：高频电子镇流器、高频逆变整流式弧焊电源和交流电机变频调速。一些高科技公司开始了开关电源量产化工作。20世纪90年代以来是我国电力电子技术和电源管理技术的快速发展期。业界出现了一些技术难度较大且具有国际先进水平的产品，如“多谐振双环控制的通信开关”、“单芯片控制的500W以下PFC控制器”、“智能化高频开关电源”、“数千kw级的IGBT中压变频器”等。但与国际发达国家相比，我国在应用基础研究深度方面的差距为5-10年；在电源产品的质量、可靠性、开发投入、生产规模、工艺水平、工人素质、持续创新能力和公司体制等综合实力方面差距估计为1015年左右。如今我国的电源管理技术更是面临着加入WTO后所带来的巨大考验。自1958年集成电路问世以来，半导体技术的发展可谓一日千里。如今集成电压转换器已被广泛采用以简化繁冗的电源电路设计工作，并成为任何模拟或数字系统的关键组成模块之一，近十多年来的飞速发展引人瞩目，目前国内外已发展到几百个品种。我们大致可以按照以下几种方式归类：1按电路的工作方式分类：（1）线性集成稳压器（2）开关式集成电压转换器2按电路的结构形式分类：（1） 单片式集成电压转换器（2） 组合式集成电压转换器3按管脚的连接方式分类：（1） 三端式集成电压转换器（2） 多端式集成电压转换器4按制造工艺分：（1） 半导体集成电压转换器（2） 薄膜混合集成电压转换器（3） 厚膜混合集成电压转换器不同的电压转换器结构也各有其所擅长的优势，从设计电源系统的角度来看，必须根据特定的负载需求做以取舍进而选择不同的管理方案。电源管理技术的不断发展和推陈出新，不仅使便携式电子产品成为电子行业中增长速度最快的一个分支，也会使得选择电源方案的优先级不断地发生变化。1.2开关型电压转换器简介上世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成了电源换代。进入90年代，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子监测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，开关电源技术得以迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制功率管导通和关断时间比率，输出恒压的一种稳压器，一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。主要分为两类：AC/DC和DC/DC。AC/DC变换是用以将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的被称为“整流”，功率流由负载返回电源的被称为“有源逆变”。按电路的接线方式可分为：半波电路、全波电路；按电源相数可分为：单向、三项和多相。按电流工作象限又可分为：一象限、二象限、三象限、四象限。由于AC/DC变换必须经过整流和滤波，因此体积相对较大的滤波电容必不可少，同时交流输入还必须加EMC滤波即使用符合安全标准的元件，这样就限制了电源体积的小型化。另外由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容的难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，同时也使得电源工作消耗增大，限制了其模块化、集成化进程。DC/DC变换是将固定的直流电压变换为可变的直流电压，也称为直流斩波。它有两种工作方式：其一是脉宽调制方式（PWM），其二是频率调制方式（PFM）。当今的DC/DC已有了质的飞跃，电路效率达到90%以上。DC/DC电压转换器已经实现模块化、集成化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟并标准化。下面首先对DC/DC电压转换器的基本结构及未来发展趋势做以简介。1基本结构我们将采用最少器件数所构成的电源转换电路称为基本电压转换电路；采用多于最少器件数的器件构成的电源转换电路则被命名为衍生电压转换电路1。对于开关型电压转换器来说主要有三种基本结构：Buck型转换器（Buck Converter）、Boost转换器(Boost Converter)和Buck-boost型转换器(Buck-boost converter)。图1.2.1Buck型转换器拓扑结构（1）Buck型转换器(Buck converter)Buck型转换器拓扑结构如图1.2.1所示，其中Q1是功率管，CR为续流二极管。当Q1导通时，能量向输出端传送，续流二极管CR处于反偏态。若忽略Q1导通压降，则电感两端压降，因此在此期间的电感电流线性增加，上升斜率为：（1.2-1）能量被储存于电感中。Q1一旦被关断，由于电感电流不能突变，二极管CR便会正向导通进行续流，忽略CR正向导通压降，电感上压降则为Vo，电感电流变化斜率为：（1.2-2）可以看出电感电流线性减小，释放所储能量。如果在Q1关断期间，电感电流未下降到零，那么转换器就工作在连续导通模式（CCM）；反之，若是电感能量在此期间耗尽，并维持一段时间零电流，则工作于不连续导通模式（DCM）。如图1.2.2，图1.2.3所示。 图1.2.2 CCM电流波形 图1.2.3 DCM电流波形当工作于CCM时，显然有：(1.2-3)设开关频率为f，则电感电流纹波ILpp为：(1.2-4)Buck型转换器实际上是一种降压型结构，其输出电压永远低于输入电源电压。仅当功率管Q1持续导通时，输出电压达到最大值：（1.2-5）其中，V Q1 (on)表示Q1导通压降。图1.2.4 Boost型转换器拓扑结构图1.2.5 Buck-Boost型转换器拓扑结构（2）Boost转换器(Boost converter)Boost型转换器拓扑结构如图1.2.4所示。当Q1导通时，能量储存于电感中，二极管CR处于反偏。忽略Q1导通压降，则电感两端压降为Vi，电感电流线性上升，上升斜率为： （1.2-6）Q1关断时，先前的电感接地端现在被切换至CR阳极，输入电压便与电感压降相串接，于是导致二极管阳极电压高于输入电压。类似地，电感两端的电压约为ViVo，可得其电流斜率为： （1.2-7）即电感电流下降并释放能量。由于电感两端电势差取决于Q1导通时间，则可通过控制该导通时间来实现对输出电压幅度的控制。Boost型转换器属于升压型转换器。当Q1导通时间为零时，输出电压达到最小值： （1.2-8）其中，V CR (on)表示CR正向导通压降。(3)Buck-boost型转换器(Buck-boost converter)Buck-boost型转换器为一种反压拓扑结构，如图1.2.5所示。这种拓扑结构接收一个正电压，输出一极性相反的电压，且该电压在幅度上可以高于也可以低于输入电压，这一切都取决于功率管导通时间。因此，该拓扑结构既可以用于升压也可用于降压。当Q1导通时，能量流向输出电感，电感电流线性增加，其斜率为： （1.2-9）此时由于CR处于反偏，输出级电路对输入级无影响，但是却需要输出电容C为负载供电。Q1关断时，输入电路与输出级不发生连接关系。由于电感的突然切换且其电流不能突变，电流就会通过地和负载R流向处于正偏的CR的阳极，同时为负载电容充电。忽略CR正向导通电压，电感上的压降为Vo，这说明电感电流线性减小，下降斜率为： （1.2-10）电感释放所储存的能量。在基本电源转换电路的基础之上再添加某些功能就派生出各种各样的衍生电压转换电路，其主要特点就是具有电压隔离和多路输出功能。以Buck型衍生稳压电路为例，主要有：前向型转换器（Forward Converter）、推挽型转换器（Push-Pull Converter）、半桥型转换器（Half-Bridge Converter）和全桥型转换器（Bridge Converter）等。2未来发展趋势为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水平不断提高，集成DC/DC电压转换器的发展正呈现出以下趋势和特点。（1）提高效率电源管理正成为当今便携设备设计师遇到的最严峻技术挑战，这主要来源于一个日益明显的矛盾，即新型便携式消费电子设备的功能越来越多，但同时用户又希望它的工作时间越来越长，因此电压转换器的效率具有重要意义。在集成DC/DC电压转换器中，主要有以下几种提高效率的措施：（a）低漏电压漏电压（Drop-out Voltage）是指为了保证输出基本稳定，输入电压必须高过输出电压的最小值。一般定义为在一定负载条件下，输出电压达到额定值的98%时，输入、输出电压差值。传统的转换器，漏电压为1V以上，而现代的低漏转换器，漏电压仅有几十毫伏，这样可以更大限度地利用电池能量。（b）低静态电流电压转换器工作时本身需要耗用一部分电流，这部分电流未被负载利用而直接流向地，称为静态电流（或对地电流）。为了提高效率，自然希望芯片自身的静态电流越小越好，现今，电压转换器静态电流普遍做到了mA级以下。（c）低维持电压电压转换器一旦启动，能够维持正常工作的最低电源电压称为维持电压（Hold-on Voltage），维持电压越低，电池能量利用的越充分。有些电压转换器采用电源切换的方法已经使维持电压降到比启动电压低许多。例如凌特公司的LTC3404可以实现0.85V启动，但其维持电压仅为0.5V。（d）同步整流2用内部集成的同步MOSFET取代以往的外接肖特极二极管。通过合适选取功率MOSFET的导通电阻，可大大提高电源效率。（2）减小体积减小体积有利于产品小型化和降低成本。为了缩小电源管理电路尺寸，可采用以下技术：（a）调整管集成早期的电源管理芯片受工艺的局限，输出电流稍大时功率管就只能采用分立元件，而仅将控制电路集成。现今随着IC工艺技术的进步，已实现调整管集成化。（b）高频率在DC/DC中，作为储能元件的电感一般只能采用分立元件，但仍可通过提高DC/DC的工作频率来尽量减小电感体积，因此高频化成为DC/DC未来发展的一大趋势。（3）多功能和多工作模式不同的电子设备会有不同的电源需求，另一方面，由于电子设备自身功能愈加丰富，同一设备也往往会需要不同的电源管理模式，因此转换器的功能与工作模式也趋于多样化。主要表现在：（a）多路输出同一转换器产品可以同时有多路不同的输出，即各路输出具有不同的输出电压、电流能力。（b）多管理方案为了适应各种需要，有些转换器同时提供多种电源调节方案，既有DC/DC输出，又兼有线性稳压器输出，或电荷泵输出。（c）多工作模式针对不同应用场合，有些DC/DC采用多工作模式，其工作模式可以由用户设置，也可以根据负载大小自动在不同工作模式之间切换，以提高效率。对于DC/DC变换器来说，有多种工作模式可供选择，常用的有三种：一是固定频率的脉宽调制模式（PWM），二是固定脉宽的频率调制模式（PFM），三是频率和脉宽都不固定的斩波工作模式（CHOP）。各种工作模式各有优缺点，PWM模式是最常用的一种工作模式，它的优点是噪声频带比较窄，易于滤波，输出干扰小，缺点是轻负载时效率很低，有时还有最小负载要求。PFM模式与PWM模式正好相反，各种负载时效率都可以做到很高，但输出噪声频带比较宽，滤波难度大，输出干扰大。CHOP模式是传统分立元件开关转换器常用的工作模式，它根据输出电压判断调整管是否导通，所以输出电压波动在所难免、精度不高。（4）完善的保护措施开关电源作为一种电力电子集成器件，还需要增加各种保护措施以提高其可靠性，通常注意以下几点：（a）过温保护：监测芯片温度，当温度过高时，自动关断芯片，防止芯片烧毁。（b）过流保护：监测输出电流不应该超过安全值，否则进行限流或关断。（c）电池反接保护：当电池接反（正负极倒置）时，电路自动切断，防止芯片内PN结隔离墙正向导通，引起大电流放电而烧毁芯片。（d）ESD保护：对于MOS工艺，栅极输入阻抗很高，应防止高压静电击穿器件。（e）输出短路保护，监测芯片的输出，一旦发现输出与地短接，电路自动切断，防止大电流放电而烧毁芯片。（5）大输出电流随着IC集成度不断提高，所需要的电源电压等比降低，但所需的输出电流却越来越大。面对不断升高的输出电流需求，研发人员在提高芯片电流输出的同时还将继续致力于开发减小功率耗散的技术，努力保持低结温。电源的设计是一门艺术，电源IC的设计还必须配合系统要求来做整体考量，近年来电源设计已赢得瞩目，未来将会有更大的挑战考验着我们。本论文共分为五章，第一章对国内外电源管理技术、开关型电压转换器及其发展趋势简要介绍；第二章对芯片进行系统构建；第三章介绍设计中的关键技术及其解决方案；第四章对DC/DC各模块电路进行具体设计和仿真验证；第五章给出整体电路主要性能指标的实现；最后为结束语。17第二章 XD2607系统构建第二章 XD2607系统构建本章将以第一章所介绍的开关电压转换器基本结构为基础，对电流模同步降压型DC/DCXD2607的系统工作原理和体系结构进行阐述。2.1控制模式的选取PWM开关电压转换器的基本工作原理就是在输入电压、内部参数、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，实现开关电源输出电压或电流等的稳定。PWM的开关频率一般恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流或恒定功率的目的，同时还可实现一些附加功能，如过流、过压保护等。PWM开关电压转换器主要有电压模式控制和电流模式控制两种方案，两者的基本工作原理和各自的优缺点分别介绍如下。电压模式控制PWM是六十年代后期开关电压转换器刚刚开始发展就采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过流保护电路相结合，至今仍然被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的缓变误差信号与恒定频率三角波相比较，得到导通脉宽。Buck型DC/DC的电压模式控制PWM反馈系统原理图如图2.1.1所示。图中的误差运算放大器EA的主要作用在于：图2.1.1Buck型DC/DC电压模式控制PWM反馈系统原理图1. 将输出电压与基准电压的差值放大后进行反馈控制，以保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论应上为无穷大。2. 将输出端上附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅值的比较“干净”的直流反馈控制信号（Vc）。即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。因为开关噪声的频率较高，幅值也较大，如果对高频开关噪声衰减不够的话，输出电压不稳；但衰减过大的话，动态响应又减慢。这就存在一个矛盾。但是总体来说，对电压误差运算放大器的基本设计原则是“低频增益要高，高频增益要低”。3. 对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。电压模式控制PWM的优点：1. PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的噪声裕量。2. 占空比调节可以不受限制。3. 对于多路输出型转换器，它们之间的交互调节效应较好。4. 单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。5. 对输出负载的变化有较好的响应调节。电压模式控制PWM的缺点：1. 对输入电压的变化动态响应较慢。2. 补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压的变化使其更为复杂。3. 输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点降低，或者增加一个零点进行补偿。4. 在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。图2.1.2Buck型DC/DC的电流模式控制PWM反馈系统原理图峰值电流模式控制简称电流模式控制，在七十年代后期才从学术上作深入的建模研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。Buck型DC/DC的电流模式控制PWM反馈系统原理图如图2.1.2所示。电流模控制PWM与电压模控制PWM的本质区别在于：误差放大器（EA）放大得到的误差电压信号Vc送至PWM比较器（COMP）后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号V比较，然后得到PWM脉冲关断阈值。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制电感峰值电流间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，而平均电感电流值才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将斜率为电感电流下降斜率一半以上的补偿电流加在实际检测电流之上升斜坡时，可以去除不同占空比对平均电感电流的扰动，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，因而合成波形信号V要由斜率补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态并且斜率补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环和电流内环。电流内环是瞬时、快速的，是按照逐个脉冲工作的。在该双环控制中，电流内环负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。因此，峰值电流模式控制PWM的带宽比电压模式控制大得多。峰值电流模式控制PWM的优点在于：1. 暂态闭环响应较快，对输入电压和输出负载变化的瞬态响应均快。2. 控制环易于设计。3. 输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相媲美。4. 瞬时峰值电流限流功能，固有的逐个脉冲限流功能。5. 自动均流并联功能。 峰值电流模式控制PWM的缺点是： 1. 占空比大于50%的开环不稳定，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。容易发生亚谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生亚谐波振荡的可能性。因而需要斜率补偿。2. 对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能状态，与控制电压编程决定的电流值相比较，开关器件电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，导致亚谐波振荡。3. 对多路输出电源的交互调节性能不好。简言之，（峰值）电流模式控制PWM最主要的应用障碍是容易振荡及抗噪声性差。主要振荡源是：器件开启时引起的电流尖刺，噪声干扰，斜率补偿瞬态幅值不足等。峰值电流模式控制的开关电源容易在开机启动及电压或负载大幅度突变时发生振荡。综合上述两种PWM控制模式的优缺点可以看出，尽管峰值电流模式控制PWM也有其自身的缺陷，但与传统的电压模控制相比，它仍具有明显的优势，再加上斜率补偿技术的日益成熟化，近年来峰值电流模式控制PWM已成为一种更为广泛采用的控制方式。本论文所设计的XD2607便采取该控制方式。2.2工作模式的选取XD2607采用两种工作模式：突发工作模式和脉冲跳跃工作模式。用户可以根据不同的应用场合，通过外部设定的方式对具体工作模式加以选取。当芯片工作于脉冲跳跃工作模式时，对于中度或大负载，主开关每周期受振荡器触发导通。当负载过低时，XD2607将自动跳过某些触发周期，即主开关在某些周期并不导通以保持输出稳压。该工作模式在轻负载情况下效率不高，但当负载高过一定值时则与突发模式相当，其优势在于输出纹波小且对音频电路干扰小。当芯片工作于突发模式时，无论负载有多轻，电感峰值电流的最低值被设为大约100mA左右。在轻负载时，每次突发事件可持续几个周期；随着负载的加重，芯片连续运行的周期数增加直至几乎连续运行。在每次突发事件之间，芯片处于休眠态。在这种休眠态下，功率MOSFET和大部分电路均被关断，负载电流仅由输出电容提供，全片静态电流减少到20A以下。随着输出电压的下降，芯片被再次唤醒，从而使功率开关按周期导通。工作一段时间后，输出电压升高，电路又进入休眠状态，如此反复。如果负载很小，电路可能在绝大部分时间里处于停机状态，仅有静态损耗，所以效率很高。2.3系统设计与系统框图XD2607是一个高效率同步降压型DC/DC，芯片采用恒定的工作频率，控制方式为峰值电流模式控制PWM。XD2607主要应用对象为单节锂离子电池供电便携设备，包括：蜂窝电话、个人信息设备、数码相机、MP3播放机、无线与DSL调制解调器等，因此芯片工作电压被设定在2.55.5V的范围内。另外芯片内部开关工作频率高达1.5MHz，这样可以配合小型表面贴装电感、电容，大大减小PCB板面积。芯片采用内部补偿方式，因此控制环路的稳定性并不取决于输出电容及其ESR，从某种程度上也可以说，XD2607是特别为配合陶瓷电容器而设计的，这样不但可以降低输出电压纹波，还能够减小PCB板上的引脚占位。图2.3.1是XD2607的典型应用电路，芯片共有六个引脚，引脚定义与功能总结于表2.3.1中。图2.3.1 XD2607典型应用电路图表2.3.1 XD2607引脚定义与功能描述名称引脚定义与功能描述RUN芯片使能输入端。该引脚电压高于1.2V则芯片处于正常状态；引脚电压低于0.4V则关断芯片。芯片处于关断模式时，所有的功能模块均不工作，全片所消耗的电流仅在1A以下。VFB反馈引脚。输出电压经外部电阻分压器所得到的反馈电压由该引脚馈入。SW开关管到电感器的连接点。VIN输入电源引脚。MODE工作模式选择引脚。该脚接地时，芯片工作于脉冲跳跃模式；该引脚接于电源VIN则芯片工作于突发模式。GND接地引脚。图2.3.2 XD2607 系统框图XD2607采用恒定频率、电流模式降压结构。主开关（P沟道MOSFET）和同步开关（N沟道MOSFET）均集成于芯片内部，其系统框图如2.3.2所示。主要工作流程为：在正常工作状态下，振荡器触发RS锁存器，使得内部主开关在每个周期均导通，电源VIN通过主开关向外部电感输出电流。在此期间，采样管和采样电阻支路对电感电流进行采样，采样电压被送至峰值电流比较器ICOMP中与峰值电流门限进行比较。一旦电感电流达到峰值门限，ICOMP输出信号将RS触发器复位，从而关断主开关。EA误差放大器将反馈电压与内部带隙基准源VREF产生的基准电压进行比较后输出误差信号，该误差信号用于设定电感峰值电流门限。当芯片负载增加时，则会导致VFB反馈电压低于0.8V基准电压，从而使得误差信号电压升高、峰值电流门限提高，直至平均电感电流与新的负载电流匹配，反之亦然。在PMOS主开关关断时，同步NMOS开关便会导通进行续流，直至反流检测比较器IRCMP检测到电感电流反相或者是下一个时钟周期到来。比较器OVDET用于防止芯片输出大于6.25的瞬态过冲，一旦VFB反馈电压高于0.85V，OVDET便会输出故障信号关断主、同步开关直至输出恢复正常。振荡器OSC用于产生1.5MHz的芯片主频。频率转换模块（FREQuency SHIFT）的主要作用在于：当芯片处于启动阶段或输出短接到地时，将OSC的振荡频率降为1/7标称值。该频率反馈可保证电感电流有更多的时间衰减，以防止失控。芯片输出电压可由VFB引脚的外部分压电阻R1、R2按以下公式设定： （2.3-1）另外，在某些应用中，如外围环境温度很高、低电源电压以及高占空比时，芯片温度可能超过器件的最大结温。因此XD2607中还设计有过温保护（OTDET）功能，即当芯片结温超过150时，两功率管均被关断，SW端将呈现高阻态。2.4效率的考虑开关电压转换器的效率等于输出功率与输入功率之比。逐个分析各个部分的损耗有助于我们了解那些因素限制了效率、做那些修改才能最大程度地改善效率。因此效率又可以表示为：（2.4-1）其中，P1、P2、P3表示各个部分相对于输入功率损耗之百分比。尽管电路中所有的器件原理上均会产生功率损耗，但XD2607的主要损耗来自两部分：VIN静态电流和I2R损耗。在轻负载时，VIN静态电流损耗会成为效率损耗的主要因素。对两种损耗分别讨论如下：1. VIN静态电流损耗主要分为两个部分：其一是直流偏置电流，其二是主开关和同步开关栅电容充放电电流。当栅极电位由高变低再由低变高的过程中，会有一定的电荷Q由VIN流向地。相应的dQ/dt便是从VIN流出的电流，它通常大于直流偏置电流。在连续导通模式下有：（2.4-2）式中的QT、QB分别为顶部主开关和底部同步开关的栅电荷。直流偏置电流和栅电容充放电电流均与VIN的电压值成正比，因此当输入电源升高时，两者产生的功耗会更为明显。2. I2R损耗I2R损耗应通过内部开关导通电阻RSW和外部电感等效电阻RL来计算。在连续导通模式下，经由外部电感的平均输出电流是通过在主开关和同步开关之间切换得到的。这样，从SW端看进去的串联电阻是主开关和同步开关MOSFET的导通电阻RDS(ON)T、RDS(ON)T以及占空比（D）三者的函数： (2.4-3)从而有： (2.4-4)其中，Io为平均输出电流。2.5 主要电特性指标首先要设定芯片的绝对最大定额值。所谓绝对最大定额值代表的是一种上限值，如超过该值，芯片寿命可能受损。其次再设定芯片的其它主要电特性指标。XD2607的绝对最大定额值及主要电特性指标分别列于表2.5.1和表2.5.2。表2.5.1 绝对最大定额值参数表名称绝对最大定额值输入电源电压VIN-0.3V6VMODE、RUN、VFB电压-0.3VVINSW电压-0.3V（VIN+0.3V）P开关管输出电流（DC.）400mAN开关管吸收电流（DC.）400mASW输出与吸收电流630mA工作温度范围-4085结温(注释1)125存放温度范围-65150引脚焊接温度（焊接10秒）300注释1：TJ根据环境温度TA和功率耗散PD，依下面的公式计算而得：表2.5.2 主要电特性指标符号“”表示在整个工作温度范围内均有效，否则TA25。如非特别标注，VIN3.6V 符号参数测试条件Min. Typ.Max.单位IVFB反馈电流30nAIPK峰值电感电流VIN=3V, VFB=0.7V，占空比35%,375500625mAVFB反馈电压0.7840.80.816VVOVL过压关断205080mVVFB基准电压调整率VIN=2.5V5.5V0.040.4%/VVLOADREG输出负载调整率0.5%VIN输入电压范围2.55.5VIS静态电流脉冲跳跃模式突发模式关断VFB=0.7V,VMODE=3.6V,ILOAD=0VFB=0.83V,VMODE=0V, ILOAD=0VRUN=0, VIN=5.5V300200.1400351AAAfOSC振荡频率VFB=0.8V，VFB=01.21.52101.8MHz kHzRPFETP管导通电阻ISW=100mA0.70.85RNFETN管导通电阻ISW=100mA0.60.90ILSWSW引脚漏失电流VRUN=0V,VSW=0或5V,VIN=5V0.011AVRUNRUN引脚阈值0.311.5VIRUNRUN脚漏电流0.011AVMODEMODE脚阈值0.31.52VIMODEMODE脚漏电流0.011A17第五章 XD2607整体电路仿真验证及性能指标31第三章 XD2607设计中的技术关键及其解决方案第三章 XD2607设计中的技术关键及其解决方案由于电流模控制型电压转换器是一个双环反馈系统：内部电流环和外部电压环，故而XD2607的设计必须要包括电流环稳定性分析与斜率补偿、电压环稳定性分析与电路建模两部分。本章对设计中的这两项关键技术难点及解决方案加以详尽的设计与论述。3.1电流环稳定性分析与斜率补偿1斜率补偿原理134图3.1.1电流模DC/DC控制环路模型内部电流环的作用就在于使开关电流IL跟随控制电流IC的变化，该控制电流IC在原理上汇入外接电感。从建模的角度来讲，就意味着存在一个与电感串接的电流值等于控制电流IC的电流源。如电流源与阻抗器件串联，则该阻抗器件对电流源无影响，故环路控制模型可等效为一个馈入RC并联网络的电流源，如图3.1.1所示。可以看出这是一个单极点系统： （3.1-1）这便是电流模控制原理的主要优点之一。对于不连续导通模式（即在主开关关断期间，电感能量释放为零），我们不期望的双极点LC滤波特性消失。但电流模控制并不能保证电路一定具有理想控制电流源的特性，因为环路增益有限，IL也就不等于IC。实际上，该环路增益比较低，它并不能很好地完成电流跟踪，因此上述等效电流源的输出阻抗有限，继而使得电路传输函数更为复杂，实际上已经证明它具有两个极点，只是其中一个处于较高的频段。电流模控制需重点解决的问题是：当占空比大于50时，其内部反馈环不稳定。主要表现在：图3.1.2峰值电流控制方式电感电流波形（1）扰动信号产生的误差被逐渐放大，继而导致系统失控，电源的抗干扰性能差。图3.1.2是占空比D大于50%时峰值电流控制的电感电流波形。图中的Vc是误差放大器输出的控制电压，I0是扰动电流，m1、m2分别代表电感电流的上升、下降斜率。由图3.1.2可知，经过一个周期，由I0引起的电流误差为： （3.1-2）同理，可以证明经过n个周期后，I0引起的电流误差In为：（3.1-3）由式（3.1-3）得出如下结论：当m2m1，即D m1，即D50%时，电流误差In将逐渐放大，从而导致系统失控。电源的抗干扰性能差，不能稳定工作。（2）输出空载或轻载时电源失控。峰值电流控制型开关电源在输出轻载或空载时，输出电流很小或为零，造成电流采样反馈回的电压几乎不变。该电压与Vc进行比较，会使PWM比较器输出状态不稳定，导致开关管状态难以确定，最终失控。对于以上难点，可能的解决途径有二：其一是只允许电路在小于50%占空比的情况下工作；其二便是引入斜率补偿以实现电流环路的稳定，引入以下两种方法：其一是在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压；其二是在电流反馈电压上叠加斜率补偿电压。两种补偿方法原理上完全相同的，但后者的实现电路简单，故而较为常用，XD2607也采用该方法。下面以在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压为例，进行原理设计与推导。图3.1.3补偿控制电压的对应波形该方法就是在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压形成新控制电压后输入到PWM比较器一端，与PWM比较器另一端的电流反馈电压比较。图3.1.3是该种补偿方法的原理示意图。其中，是斜率补偿电压的斜率。由图3.1.3可以证明，经过一个周期，由I0引起的电流误差I1为：（3.1-4）经过n个周期后，由I0引起的电流误差In为：（3.1-5）类似地，由式（3.1-5）可以推导出在占空比从0到1的范围内，使电流环稳定的条件为：（3.1-6）又因：（3.1-7）结合（3.1-6）、（3.1-7）两式，则得到在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压后保证系统稳定的条件：（3.1-8）也就是说，若要保持系统始终稳定，则需要使补偿斜率大于电感电流下降斜率的一半，即m0.5m2。若选择补偿斜率等于电感电流下降斜率，即mm2，则扰动信号在一个周期内就可完成校正，但过补偿又容易使电流模控制转化为电压模控制。因此，实际设计中斜坡斜率常取为0.75m2左右。图3.1.4 XD2607斜率补偿电路原理图2XD2607斜率补偿电路原理设计5678图3.1.4给出了XD2607斜率补偿电路原理图。其中主要包括峰值电流比较器（ICOMP）、斜坡产生模块（SLOPE）、主开关（R1）、同步开关（R7）以及电感电流采样管（R2）、电感电流采样电阻（R3），详细模块电路在第四章进行介绍。可以看出该芯片采用了在电流反馈电压上叠加斜率补偿电压的补偿方法。R1、R2、R7分别代表主开关、同步开关和采样管的导通电阻。电路通过R2和R3支路对电感电流采样，将电感电流IL转换为电压信号Vsense。Vsense被送到峰值电流比较器中放大并与斜率补偿信号叠加，叠加了补偿信号的新采样信号再与误差信号进行比较。斜率补偿信号的产生原理较为简单，可以利用振荡器定时电容的电压（详细原理在第四章第六节给出），为便于与采样信号叠加，将电容电压在SLOPE模块中转化为电流信号Islope。下面给出补偿电路的推导过程。电路通过电阻R3对电感电流采样，随着电感电流的增加，Va点的电位下降，电感电流的变化被转换为R3上压降Vsense成比例的变化，两者关系由下式给出：（3.1-9）该电压变化量再经过一级放大器，其增益为： （3.1-10）结合（3.1-9）、（3.1-10），可得出最终将与补偿斜坡电压相叠加的电压分量VS与电感电流之间的关系式： （3.1-11）在具体实现时，主开关和采样开关取为同类型的MOS管、R4与R5取为同类型电阻并注意W值匹配，便可以把影响采样比例的因素减到最少。XD2607的补偿斜坡取自振荡器模块中定时电容上的电压Vcap。Vcap经由一级跨导运放SLOPE，输出斜率补偿电流Islope，Islope与Vcap之间的关系可表示如下： （3.1-12）其中，gms为跨导运放SLOPE的增益。进一步得出斜率补偿电压： （3.1-13）其补偿斜率m为： （3.1-14）其中，C是振荡器模块中定时电容，Ic是定时电容的充电电流。对于Buck型DC/DC来说，电感电流下降斜率m2，再结合（3.1-8）、（3.1-11）、（3.1-14）式可推导出要保持系统稳定的条件： （3.1-15）由式（3.1-15）看出，如果需要改变斜率补偿比例，我们只需对采样比例Ksample做以适当地就调节，这样大大地增强了电路的灵活性。但是斜率补偿又带来了一个负面影响：随着占空比的增大，实际的电感电流峰值被降低了。这是因为随着占空比的增大，斜率补偿信号的幅度也会增大，从而导致峰值电流门限在主开关导通的后期显著下降。该现象不得不引起我们的注意，因为它大大降低了电压转换器在高占空比下的带载能力，如图3.1.5所示。可以看图3.1.5 斜率补偿降低电感峰值电流到斜坡补偿电流随着占空比的增加而增加，但门限电平却保持不变，当占空比达到90时，补偿信号将电感电流峰值减小了30。而图3.1.5给出的只是占空比大于50才进行斜率补偿的情况，实际上只要存在斜率补偿，峰值电流就会受到损失。在某些芯片中斜率补偿早在10占空比时就被引入，那么同样的道理，芯片的带载能力就会从10占空比开始下降。解决途径之一便是当发生斜率补偿时提高控制门限电平。但是仅仅提高门限并不是个可靠的办法，原因有二：1. 误差放大器输出的控制信号会经过一个RC滤波网络，该滤波网络的时常数一般都很大，那么门限控制电平将无法跟上补偿斜坡的快速变化。2. 单纯的提高门限则会将斜率补偿化为乌有。图3.1.6 所设计的XD2607之斜率补偿电路因此我们所需要的是一种控制电路，它能够根据斜率补偿信号幅值调节门限电平以保证在大占空比下电感峰值电流实质上不变。我们在XD2607中引入了一个箝位电路（CLAMP），其箝位阈值可以根据斜率补偿信号幅度加以调节，进而保证在大占空比下电感峰值电流实质上不变。最终设计的XD2607之斜率补偿电路如图3.1.6所示。图3.1.6中的CLAMP模块便是一个随占空比调节阈值的箝位电路。误差放大器输出的控制信号VC和斜率补偿信号Islope2均被引入该模块，当Islope2上升时输箝位阈值也随之上升；反之亦然。这样，整个电流环就可以在大占空比时对电流峰图3.1.7CLAMP模块保持电感峰值电流门限不变值进行“补偿”。或者可以这样讲，就是在占空比大于一定值进行斜率补偿情况下，一方面补偿信号Islope1会将ICOMP_SUB的P端电位抬高，另一方面补偿信号Islope2又将其N端抬高同样的电位，这样就保证了输出最大电流门限不变。如图3.1.7所示。3.2电压环稳定性分析与电路建模对于XD2607来说，还存在一个电压反馈环，它主要由芯片内部EA误差放大器、内部调制器（modulator）和外部输出电容、负载组成。必须要对这个电压环有一个透彻的分析，从而合理地进行电压环路补偿、调节控制环路的频率响应以保证环路的稳定性及优化瞬态响应。图3.2.1基本反馈系统首先让我们考虑图3.2.1所示的基本负反馈系统，并假设是常数。则该闭环传输函数为：（3.2-1）对于这个负反馈系统，如果同时满足下列两个条件，便可以在某频率点1产生环路振荡：其一，在1频率下，环路的移能够使反馈变为正反馈；其二，此时的环路增益大于等于1。环路增益幅值等于1和使环路增益相移等于-180度的两个频率点分别被命名为“增益交点”和“相位交点”；相位交点处对应的增益幅度称为增益裕度，而增益交点处对应的相移再加上180度就被定义为相位裕度。它们在稳定性方面起着重要的作用。为了使系统稳定增益交点必须落在相位交点之前，即相位裕度大于零。一个无条件稳定的线性系统，应保证拥有6dB的增益裕度和45度的相位裕度。开关型电压转换器的环路分析通常是采用线性化方法，系统框图如图3.2.2所示。在p点将环路断开，得到系统环路增益为：（3.2-2）图3.2.2 开关电压转换器反馈系统要保证系统无条件稳定，系统相位裕度应大于60度，而增益裕度通常不做过多考虑1。另外，环路0dB带宽通常取系统主频的1/10，这是学术界普遍认可的选值，它可以很好地避免开关噪声对环路的影响。1. 电压环路建模分析910111213要对电压环路进行正确的分析与频率补偿，波特图是最为直接、有效的途径，关键在于内部调制器工作于开关态，因此对DC/DC来说，必须对电路中的开关态工作部分进行建模，进而做AC分析得到波特图，并在此基础之上实现