车载逆变电源课程设计.doc

电力电子技术课程设计电力电子技术课程设计报告 “车载逆变电源”的设计指导教师： 杨祖元学 生： 刘尝学 号： 20075091专 业：自 动 化班 级：2007级 9 班重庆大学自动化学院2009年12月课程设计指导教师评定成绩表项目分值优秀(100x90)良好(90x80)中等(80x70)及格(70x60)不及格(x50，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的D50，这样可以保证两组开关管驱动时，有共同的死区时间。3、 DC/AC变换如图3所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D50，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。 IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。IR2110的内部结构和工作原理框图如图4所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供1020V的隔离电源，本电路采用了1F的自举电容。 为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。逆变桥部分，采用IGBT作为功率开关管。由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。以上管开通对下管门极产生的干扰为例，实际驱动电路及其等效电路如图3所示。实际电路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。同样地，当开通时，的门极也会有电压尖刺产生。带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。门极关断箝位电路针对前面的分析，本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由MOSFET构成的两级反相器。当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通；当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。在使用这个电路时，要注意使MC2D、S与功率开关管GE间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。在电路板的排布上，要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。用双极型晶体管(如)同样可以实现上述电路的功能。双极型晶体管是电流型驱动，其基极必须要串联电阻。为了加速其关断，同时防止其本身受到干扰，基极同样需要并联下拉电阻，这样就使电路更加复杂。同时，要维持双极型晶体管饱和导通，其基极就必须从电源抽取电流，在通常的应用场合这并无太大影响，但在自举驱动并且是的应用场合，这些抽流会大大加重自举电容的负担，容易使自举电容上的电压过低而影响电路的正常工作。因此选用MOSFET来构成上述门极关断箝位电路。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。此时电压尖刺基本消除。通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性4、 保护电路设计及调试过程中的一些问题保护电路分为欠压保护和过流保护。欠压保护电路如图5所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。图5中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在7.5V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。此时没有逆变电压的输出。 过流保护电路如图6所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的RS触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对VB和VC之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1F的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。5、 试验结果及输出波形DC/DC变换输出电压稳定在320V，控制开关管的半桥驱动器IR2110开关频率为50Hz，实验的电路波形如图7图14所示。 6、功率因素校正：低功率因数电源存在问题：使电网波形畸变，线路损耗加大；降低供电系统的功率因数、增大系统供电容量；降低用电设备的使用寿命；干扰仪器仪表；使计算机无法正常工作等不连续工作模式的校正原理在低功率（P200W）的PFC中，多采用DCM工作模式。常用的控制方法有恒频控制技术和恒导通时间控制技术。1.恒频控制技术 PFC电路的开关频率保持不变，而且PWM控制输出的控制脉冲的占空比在半个工频周期内保持不变。 VT导通时，电感电流的峰值在一个开关周期Ts中，电感电流的平均值为若在半个工频周期内Ton和Tdon均为恒定值，则输入电流的峰值与输入电压成正比，电流的平均值与电压相位相同。当Tdon 恒定时，则输入电压与输入电流的比值恒定，从而实现PF=1。但在实际电路中Tdon在半个工频周期内并不恒定，导致了平均输入电流存在一定程度的畸变。提高输入电压和输出电压的峰值比值，可以减小电流的畸变程度。四、附录元器件明细表元器件名称数量元器件名称数量电阻R20晶闸管VT10放大器4电力MOSFET10电容C10CD40112电解电容5IR20114电力二极管VD10SG35244电感L2LED2五、 参考文献 1】 CaceresRamon 0BarbiIraABoostDCACConvener：Analysis， Design， and ExperimentationJ】 IEEE Transactions on Power Electronics，1999，14(1)：134 141 【2】 Stanley Gerald R。Bradshaw Kenneth MPrecisi0n DC toAC Power Conversion by Optimization of the Output Current Waveform- The Half Bridge Revisited【J】电力电子技术。3】 李强，周希德 车栽单相正弦脉宽