电路与电子线路基础(电子线路部分)7章.ppt

场效应晶体管基本组态,典型的功能电路通常由若干简单电路组成，完成更复杂的电路功能。例如在第8章中我们将讲到的运算放大器就是一个将很多简单电路组合起来完成复杂功能的范例。一个运算放大器通常包含差动放大电路、反相放大器、输出缓冲级和电流源等一系列单元电路。虽然场效应晶体管从器件工作原理上与BJT有不同之处，但由于二者都是晶体管，都可等效为受控电流源，且场效应晶体管的栅极、源极和漏极与BJT的基极、发射极和集电极有着对应的关系，NMOS和PMOS与BJT的NPN和PNP有着对应的性能，因此，在很多情况下，特别是在模拟电路中，它们的电路结构和性能有着极大的相似性。例如，我们用NMOS和PMOS管分别取代BJT差分放大器中的NPN和PNP管就得到CMOS的差分放大器，而且通过调整器件参数可以使两种电路的性能彼此接近。,1,场效应晶体管基本组态,虽然场效应晶体管IC的工艺类型有J-FET、MESFET、HEMT、PMOS、NMOS和CMOS很多种类，但考虑到当前占统治地位的是CMOS工艺，故本章关于场效应晶体管基本电路的讨论主要集中在CMOS电路。从原理上讲，大部分电路也可以通过利用其它场效应晶体管替代CMOS管实现。,2,场效应晶体管基本组态,在基本组态电路中，场效应晶体管与双极晶体管是可以互换的。场效应晶体管的栅极、源极和漏极与BJT的基极、发射极和集电极分别对应。与BJT的共基、共发和共集三种基本组态相对应，场效应晶体管有共栅（CG，commongate）、共源（CS，commonsource）和共漏（CD，commondrain）三种基本组态(configuration)。同样，与BJT共发-共基管联（cascode）相对应，场效应晶体管有共源-共栅（CS-CG）管联组态。与BJT射极耦合对管（emitter-coupledBJTpair）相对应，场效应晶体管有源极耦合对管（SCFP:source-coupledFETpair）。上述电路中只要将双极晶体管用场效应晶体管代替，则可得到相应的场效应晶体管基本电路。场效应晶体管与双极晶体管的直流偏置电路相同，,3,共栅组态电路,输入导纳YiCG开路输出导纳YOCG电压增益GVCG低频时YiCG与gm近似相等，GVCG与gm和RL的乘积近似相等。MOS器件饱和时的跨导为,选取器件的几何参数W/L和偏置电压VGS来确定gm，从而确定输入电导YiCG，或输入电阻RiCG=1/YiCG，进而通过选择RL，确定电压增益GVCG。,4,共栅组态电路特点,输入阻抗低；比较适合做电流源的负载，从而获得最大输入电流；容易将输入阻抗调整到输入端传输线阻抗，实现无反射的最大功率匹配。输出阻抗ZOcg=1/YOCG主要由MOS电容CGD引起，低频时阻值极高，所以，接近于一个理想的电流源。栅漏之间的MOS电容CGD很小，且只并联出现在电压输出端口上，故不产生Miller电容效应，有利于高频和宽带放大应用。属于同相放大器。无电流放大作用，功率增益受限。,5,共源组态电路,电压增益GVCS输入导纳YiCS开路输出导纳YOCG共源组态低频时的电压增益幅度|GVCS|与gm和RL成正比，共源组态低频时的等效输入电容为栅源之间的MOS电容CGS与Miller电容CGD(1+|GVCS|)的并联。,选取器件的几何参数W/L和偏置电压VGS来确定gm，进而通过选择RL，确定电压增益GVCS。知道了GVCS，就可以计算出输入端的等效电容。,6,共源组态特点,输入阻抗ZiCS=1/YiCS低频时极高，适合做电压源负载，从而获得最大输出电压。栅漏之间的MOS电容CGD接在输入输出端口之间，由于器件反相放大和反馈的作用，产生Miller电容效应，即电容值扩大了倍。这对高频和宽带放大是不利的。不过在运算放大器等电路中，Miller效应可以用来实现相位补偿，保证电路稳定应用。反相放大器。低频时栅极几乎不吸收任何电流，故有很高的功率增益。输出阻抗主要由MOS电容CGD引起，低频时阻值极高，接近于理想电流源。,7,共漏组态电路,输入导纳Yi输出导纳Yo电压增益GVCD共漏组态低频时的等效输入电容为栅-漏之间的MOS电容CGD与等效电容CGS/(1+gmRL)的并联。低频时的输出导纳与共栅组态的输入导纳完全相同。低频时的电压增益始终小于1，即共漏组态没有电压放大倍数。当gmRL1时，电压增益接近1，即源极电压接近于输入的栅极电压。正因为如此，共漏组态通常被称之为源极跟随器。,8,共漏组态电路特点,跨接在输入输出端的MOS电容CGS减小了，因此低频时输入阻抗高于共源组态，更适合做电压源负载，从而获得最大输入电压。输入阻抗高于共源组态，更适合于与信号电压源实现全失配，从而获得最大输入电压。没有电压增益，但输出电压始终跟随输入电压。由于低频时栅极几乎不从信号电压源吸收电流，具有很高的低频电流增益。同相放大器输出端内阻与共栅组态的输入阻抗完全相同，因此非常适合于作为输出级与传输线直接实现阻抗匹配。,共源-共栅管联组态,电压增益输入导纳输出导纳电压增益,共源-共栅管联组态特点,共源组态的电压增益为-1，大大减小了Miller电容效应，导致输入电容约为共栅组态的3倍，远低于高增益的共源组态。输入阻抗低频时非常高，适合于与信号电压源并接，从而获得最大的输入电压。同时由于低频时M1的栅极几乎不从信号电压源吸收电流，而整个电路具有高的电压增益，故整个电路具有很高的功率增益。共栅组态电路具有很低的输入阻抗，该阻抗与寄生电容一起构成的RC回路的时间常数很小，这对高频和宽带放大应用是有利的。,11,共源-共栅管联组态特点（续）,M2栅漏之间的MOS电容CGD只并联出现在电压输出端口上，也不产生Miller电容效应，同样有利于高频和宽带放大应用。共源组态联接的M1属于反相放大器，共栅组态联接的M2属于同相放大器，因此，共源-共栅组态整体仍属于反相放大器。与共栅组态相同，输出阻抗ZOCS=1/YOCS主要由MOS电容CGD的旁路作用引起，低频时阻值极高，所以，也接近于一个理想的电流源。,源极耦合场效应管对管,实际应用中，源极耦合对管两个输入端子上通常加相等的直流偏置电压，它们在左图中用ViC表示。在ViC之上加差动的信号电压，用ViD/2表示。,把两个任意的输入电压Vi1和Vi2分解为一个差模分量ViD和一个共模分量ViC。ViD和ViC与Vi1和Vi2的关系为：,源极耦合场效应对管的大信号特性,假设M1和M2完全匹配且工作在饱和区，则可知：解上式，得下图给出了归一化M1漏极电流与归一化差模输入电压的关系曲线。,令上式对viD求导，并令viD=0，得到差分放大器的差动跨导为令ISS/2=ID，将上边左式的结果与右式比较，发现后者是前者的两倍。原因就是只有一半的vID作用到M1上。由上边左式可以看到，当ISS增加的时，跨导也在增加。这是一个重要的性能：小信号特性可以受直流参数控制。输出电压vo1和vo2中也包含一个差模分量voD和一个共模分量voC。通常，我们把源极耦合对管作为差动的电流控制单元或电压放大单元使用，即输入端加上差动的信号电压ViD，在输出端取出差动的电流或作用于负载后形成差动的输出电压VoD。所以，源极耦合对管常常被称之为差动对管。正因为如此，我们希望对差模电压分量viD加以放大，而对共模电压分量viC加以抑制，从而实现一系列独有的功能。,源极耦合场效应管对管小信号分析,上图是源极耦合电路所示接电阻负载时的简化电路。此时，一方面电路结构对称，另一方面M1栅极到地的正viD/2与M2栅极到地的负viD/2保证两管相连的源极即a点交流电位始终为0，与地特性相同，a点形成所谓的“虚地”。,源极耦合对管的差模小信号等效电路从结构上看相当于输入信号电压分别为viD/2和viD/2的两个互相独立的共源组态的组合。其电压增益GVCS、输入导纳YiCS和开路输出导纳YOCG可以用共源组态电路的这些参数来描述。,差分放大器整体来讲，则有,由上式可以看出，源极耦合对管的差模电压增益与共源组态的电压增益完全相等。因此，源极耦合对管通常又被称之为差动对管。同时，源极耦合对管相当于两个“面对面”的共源组态，因此，可称之为一种共源-共源管联组态。,首先，这里a点电位为viCvGS，不是虚地点。此外，由于相同的电压viC加在M1和M2的栅极上，流过M1和M2的电流都等于ISS/2，输出点电位vo1和vo2都等于VDDRLISS/2，故输出的差模电压vOoD=vo1vo2=0，电路对共模电压viC的增益：,上式表明，理想的源极耦合对管能够完全抑制共模输入电压，仅对差模信号进行放大。这是源极耦合对管最重要的特性。在以源极耦合对管为核心构成的差分放大器中，特别是集成电路中，由于电源电压、温度变化和其它外来干扰大都是以共模形式出现，所以源极耦合对对这些干扰具有很强的抑制作用。,实际电路中，共模增益GVC不等于0。原因有两种：一是分别加到M1和M2的栅极上的偏置电压不相等，二是M1和M2的某些参数不匹配。这种情况下，要想抵消VOD偏离0的值，需要在输入端加一个输入失调电压，使得VOD为0。电路设计中，一方面需要通过增加M1和M2的匹配性来减小失调电压，另一方面需要增加电路功能从外部将失调电压调整到0。共模抑制比：上式表明，差模信号电压增益GVD越大，共模信号电压增益GVC越小，则CMRR越大。此时差动放大电路抑制共模信号的能力越强，放大器的性能越好。当差动放大电路完全对称时，共模抑制比CMRR，这是理想情况，实际上，电路是不可能完全对称的，共模抑制比也不可能趋于无穷大。电路对称性越差，其共模抑制比就越小，抑制共模信号（干扰）的能力也就越差。以差分放大器为基本放大单元的运算放大器，其CMRR值通常超过100dB。,源极耦合对管的特点,源极耦合对管具有对称的电路结构；对于差模信号，源极耦合对管的整体特性与一级共源组态的特性相同；对于电源电压、温度变化和其它外来干扰等共模信号，源极耦合对管具有很强的抑制能力。,场效应晶体管可变电阻与开关,场效应晶体管与双极晶体管的最大不同之处就在于，前者是单极型的，即在它们从源极到漏极的电流通道中只含有一种类型的半导体材料：N型场效应晶体管中是N型材料，P型场效应晶体管中是P型材料。所以场效应晶体管有时被称为单极型晶体管（mono-polartransistor）。单极型晶体管即场效应晶体管的一个特点是，它们的电流通道可以用作一个可控的二端器件，即可以被用作一只可变电阻（variableresistor）或一个开关(switch)。,场效应晶体管可变电阻,MOS可变电阻实际上就是一个共栅组态的MOS管。所不同的是，用作可变电阻时，MOS管工作在线性区；用作放大器时，MOS管工作在饱和区。,对于左图所示的电路，假定VGS高于VT，vDS很小，则场效应晶体管工作在非饱和区，D到S的沟道的小信号v-i特性等效于一个电阻，,场效应晶体管开关,VGS仅工作在VGSVT两个状态，就构成一个场效应管开关。通常VGS受限于电源电压，栅长L受限于工艺的特征尺寸，因此，减小导通电阻rDS值的唯一途径就是增加栅宽W。CA和CB导致开关高频工作时的旁路作用，开关断开时，它们与关断电组roff形成低通网络。电容CAC和CBC有两个不良影响：一开关断开时，在A和B两端形成一个高频通路，影响关断功能；二产生电荷馈通效应，即控制电压会通过它们出现在开关A、B两端。,MOS二极管与有源电阻,如果已知或，那么其余变量可以用上两式设计并求出，进而计算出W（假定L取特征尺寸）。连接栅极到漏极意味着VDS控制ID，因此沟道跨导变成沟道电导。MOS二极管的小信号模型（不考虑电容）如上面最后一张图所示。容易看出MOS二极管的小信号电阻为,简单电流漏和电流源,增加小信号输出电阻在vO变化范围内电流趋近不变要减小VMIN的值，使电流源、漏正常工作时允许vO有较大的变化范围。,电流漏的端电压必须大VMIN才能使其正常工作。即：vOVGGVTO,电流源的端电压必须大VMIN才能工作正常。即：vOVGG+VTO,简单电流漏和电流源的改进,增加输出电阻,小信号输出电阻rout,作为电流漏，要求NMOS工作在饱和状态，因此有Gvo=gmrDS1。所以上图电路的输出电阻rout等于源极串联电阻r的Gvo倍。,另外意义上来讲，上图所示的电路可以被看做是一个带负反馈的受控电流源。注意这里是电流串联负反馈，因此导致输出电流的稳定和输出电阻的增加。,电流漏和电流源改进电路的实现,因为vGS2=v1且vGS1=0，在输出节点求和电流有其中又因为v1=iorDS1，能够解出routgm2rDS21，可简化为,上图中电流漏的小信号输出电阻增加到原来的GVO2=gm2rDS2倍。,减小管联电流源/漏VMIN,假设栅-源直流电压VGS被分为两个部分，即饱和区时VDS的最小值对于M2来讲，维持其正常工作的条件是：VD2VG2-VT将VG2代进上式得：VD2MIN=VMIN=VT+2VON,VGS=VON+VT,VDS(饱和)=VGS-VT=VON,VT+VON,2VT+2VON,VT+2VON,上图可以看到，要降低VD2MIN的值，就必须降低M2的栅极电位，最直接的方法就是将M4的源极接地，如下图所示。,M2栅极电位就可以降到VT+VON，但是由于M1的VDS最低时也有VON的电压，因此M2的栅极电位为VT+VON无法使M2导通，因此要适当的升高M2栅极电位，升高的办法就是将其宽长比W/L设定为其他管子的1/4，这样，由于M3与M4的漏极电流相等，均为IR，因此有,因此，M4也即M2的栅极电压是VT+2VON,进而得到,此时,上图的电路仍然存在一个问题，M1的VDS与M3的VDS不等，沟道长度调制效应和体效应将导致电流iO不会精确地等于IR。如果想要IR精确地映射到iO，那么需要对上图的电路做一点改进，改进的电路如下图。,若电路中所有管子工作在饱和状态，由于M1和M3的栅源电压相等，即vGS3=vGS1,则iDS3iDS1然后有vGS5vGS2，由于M2和M5的栅极电压相等，因此最终得到vDS3vDS1。这样就解决了前面提到的由于M1与M3的VDS不等造成的iO不精确地等于IR的问题。,这里“”的含义是：沟道调制效应的影响不大，减小了由沟道长度调制效应和体效应引起的参考电流与输出电流之间的差别。事实上，经过上述改进，我们仍然无法断言M1和M3的漏极电压精确相等，但是，改进后电路的性能肯定比vD3不受任何控制时好得多。,验证M1是否饱和,先假设M1不饱和，由于M2饱和，且M2的饱和电流全部流入M1，若M1不饱和，则vDS1必须很低且vGS1必须很高，因此，vGS3也必然很大，这会导致IDS3很大，这又会使IDS5很大，因此vGS5也一定很大且基本等于vGS3，于是M2栅极电压为2vGS3，这样M1漏极电压为vD1=2vGS3-vGS2，由于M1工作在线性区，M2工作在饱和区，因此有,由于IDS1与IDS2相等，故,又因为,因此一定有,即vGS3必定会高于vGS2，因此vD1=2vGS3-vGS2vGS3，即vDS1vGS1，因此M1不饱和的假设不成立。,电流镜,利用MOS管饱和区的公式得出io与i1的电流关系对于同一批次的集成电路工艺进行的流片，一般有VT1=VT2，所以可简化为,要保证电流镜准确，必须要减小沟道长度调制效应。,改进的电流镜,若iO增大，则通过M2的电流也增大。然而，M1和M2的镜像作用会同样引起M1的电流增大。如果ii恒定，并且假设M3的栅极(M1的漏极)到地有电阻，则M3的栅电压将随电流iO增大而减小。,MOS基准电压,VREF的值直接与电源成比例,如果采用电流源形成电流I，则上图中(b)(c)电路能够提供与VDD无关的电压源，若再用此电压源产生恒定的电流，则又可以提供VDD无关的电流源，该技术被称为VT基准源，也叫自举基准。下图所示是采用全MOS管实现这一技术的实例。,M3和M4使得电流I1和I2相等。I1流经M1产生电压VGS1。I2流过R产生电压I2R。因为这两个电压连在一起，就确定出一个平衡点。描述Q的方程式为,因为I1=I2=IQ，可以解出I1和I2都不是VDD的函数，即不随其变化；于是IQ对VDD的灵敏度基本为零。由M5或M6镜像I2（=IQ）作用于一个电阻，就得到一个基准电压。,图中有两个可能的平衡点。一个就在Q，而另一个则在原点。为了避免电路处于错误的平衡点，必须有一个启动电路。上面电路图中的虚线框内即为启动电路。如果电路处在不希望的平衡点，I1和I2都等于0。电路上电后，M7栅极有电压出现，M7开启，M7漏源有电流流过，该电流对M2栅极充电，导致M2开启，M2开启后，有漏源电流流过M2，该电流使电阻上电压升高，并使M1开启，M1开启后，M7源极电位上升，M7源极电位为2vGS(经过管子M1和M2栅源电压)，而M7栅极为vGS(经过管子M8栅源电压)，因此M7截止。,MOS反相放大器工作原理,反相器是CMOS电路中基本的增益级。典型的反相器采用共源结构，负载可以是电阻、有源负载、电流源或谐振网络。有源负载的多种实现方法如下图所示。这些反相器包括PMOS有源负载反相器，电流源负载反相器和推挽反相器。在其它条件相同的情况下，电路的小信号增益由左至右逐渐增加。,有源负载反相器,在许多时候需要低增益反相器，可满足这一需要的一种结构如右上图所示，这就是PMOS有源负载反相器。大信号特性如左图所示。此图将M1的iD-vDS特性和接成二极管的p沟道M2管形成的“负载线”（iD-vDS）画在了同一张图上。,有源电阻M2的“负载线”可以简单地看作是VDD减去翻转的的二极管伏安特性。显然输出信号摆幅的负值将受到限制。vO随vi变化的输出-输入曲线可以按图上标注的A、B、C等点重新画出得到。所得曲线称为大信号电压传输曲线。很明显这种反相放大器限制了输出电压范围和增益（增益由vO-vi的曲线斜率决定）。,输出最大值输出最小值,vOmax=VDD|VTP|,假设M1工作在非饱和（有源）区，且有VT1=|VT2|=VT=0.7V。于是,vDS1vGS1-VTNvovi0.7V,假设vI的最大值为VDD，则流过M1的电流是,M1完全导通，M2处在饱和区，故流过M2的电流是,M1的电流等于M2的电流，解出vo得到,有源负载反相器的小信号模型,对输出端电流求和，得到,gm1vi+gDS1vo+gm2vo+gDS2vo=0,解电压增益vo/vi，得到,小信号输出电阻：,有源电阻负载反相器的小信号频率响应,这个电路的频率响应是,反相放大器有一个右半平面的零点和一个左半平面的极点。一般零点值大于极点值，所以放大器的-3dB频率等于1/Ro(Co+CM)。在这种情况下，有源电阻负载反相器的-3dB频率近似正比于漏极电流的平方根。随着漏电流增加，带宽会增加，因为R将下降。,43,电流源负载反相器,有较高增益的反相放大器结构是右上图所示的电流源反相器。这种结构采用电流源负载代替PMOS二极管连接的负载。电流源是共栅结构，采用栅级加直流电压偏置VGG2的p沟道管实现，这种放大器的大信号特性可以由图解说明。左上图所示为iD-vOUT特性。在这张电流-电压特性图上画出了M1的输出特性。因为vIN=vGS1，曲线已经被标出。在这些特性曲线上添加的是具有vOUT=VDD-vSD2的M2输出特性。,大信号电压传输函数曲线可用类似于描述有源负载反相器的方法来得到。对于给定的VSG2由图中的输出特性转移A、B、C等点到右下图的电压传输曲线，得到所示的大信号电压传输函数曲线。,44,电流源反相器动态特性,确定工作区域输出极值,vDS1vGS1-VTNvOvI0.7V,vSD2vSG2-VTPVDDVOVDDVGG2-VTPvO3.2V,vOmaxVDD,电流源负载反相器的小信号模型,小信号性能可由有源电阻负载方向器小信号模型中用gm2vGS2=0(考虑到M2的栅极交流接地)来求得。小信号电压增益为随着直流电流的减小，增益上升。这是因为输出电导正比于偏置电流，而跨导正比于偏置电流的平方根。增益随iD减小而增加的特性可一直保持到弱反型层(weakinversionlayer)出现，此时跨导正比于偏置电流，且小信号电压增益成为偏置电流函数。电流源负载CMOS反相器的小信号输出阻抗,电流源负载反相器的小信号频率响应,电流源反相器的零点,极点为,3dB频率响应可由p1的幅度来表示为,电流源CMOS反相器的3dB频率可从左图求得，假设M2栅级（点X）接到电压源VGG2。,推挽反相器：CMOS反相器,推挽CMOS反相器的大信号电压传递函数曲线可以用类似于电流源反相器的方法来画出。在此情况下A、B、C等点描述了推挽反相器的负载线。大信号电压传输特性可以由映射这些点在横轴上然后把结果画在右下图得到。,比较电流源和推挽反相器的大信号电压传输特性的，可以看出，采用同样的晶体管，推挽反相器具有更高的增益。这是由于两个晶体管都由vIN驱动。推挽反相器的另一个优点是它的输出可以端到端满摆幅工作（在这种情况下是指VDD到地）,确定工作区域,vDS1vGS1-VT1vOvI0.7V,vSD2vSG2-VT2VDDVOVDDvI-VT2vOvI+0.7V,借助下图图得到小信号电压增益为,推挽反相器的输出阻抗和3dB频率响应描述的电流源反相器一样。唯一不同的是右半平面的零点为,这里显示出一个重要的结论：这就是最大增益（最陡的斜率）总是出现在各管都处于饱和区的时候。,采用电流镜负载的CMOS差分放大器,CMOS差分放大器负载有多种：电阻、MOS二极管或者电流源,假设管子都工作在饱和区，在静态条件下，M1和M2两管中的电流相等且它们之和等于ISS。M1的电流决定了M3的电流，理想情况下，M4中应产生M3电流的镜像。如果vGS1=vGS2，M1和M2匹配，则M1和M2管中的电流相等。因此由电流源M4流向M2的电流应该等于M2需要的电流，使得io为0（忽略负载）。,如果M1和M2的电流不相等，分析如下；假设外接负载电阻无穷大，电流只在M2和M4自身的电阻（由于沟道长度调制效应）中流动。如果vGS1vGS2，因为ISS=iD1+iD2不变。那么iD2将减小，iD1将增大，iD1的增加意味着iD3和iD4的增加。然而，此时，iD2的电流在减小，因此，唯一能让电路建立平衡的方法是io为正且vo增加。可以看到，如果vGS1vGS2，那么io为负而vo减小。这种结构提供了一种简单的方法，使差分放大器的差模输入信号转换为单端信号，即另一个参考端是交流地电位。,假设电流镜的电流是相等的，那么可得上图中的N沟道差分放大器的ioiD1-iD2。因为io是一个差动输出电流，所以，差动电压输入差动电流输出的跨导是,确定工作区域,vDS2vGS2-VTNVoVS1ViC0.5viD-VS1-VTNvoviC-VTN,vDS4vGS4-VTPVDDvo-vGS4-VTPvoVDD+vGS4+VTP,此CMOS差分放大器的大信号电压传输函数如下图所示。若共模输入为2.0V，差模信号摆幅为-1V到1V。我们注意到差分放大器既可以是同相放大器也可以是反相放大器，取决输入信号怎么加。在上图中，如果vin=vGS1-vGS2，那么从vIN到vo的电压增益是同相的。,输入共模范围ICMR,如果最大和最小输入共模电压已经给定，且直流偏置电流也已知，那么可以用这些方程式去设计电路中各种管子的宽长比。W3/L3的值将决定VICmax，而W1/L1（W2/L2）和W5/L5的值将决定VICmin。,ViC=VG1=VDDVSG3-VDS1+VGS1,ViCmax=VDDVSG3+VTN1,ViC=VDDVDS4sat-VDS2+VGS2ViCmax=VDDVDS4sat+VTN2,ViCmin=VDD+VDS3sat+VGS1=VDD+VDS3sat+VGS2,为了使差分放大器满足指定的最低共模输入电压，设计者必须考虑最坏情况下VT的偏移(由工艺决定)，并通过调整ISS以及2即调整ISS和VTN2来实现设计指标。最高共模输入电压会受到N沟道阈值电压VT1和的P沟道阈值电压VT3影响。先看N沟道阈值电压VT01，随着VG1升高，VD1逐渐降低，直到VGS1-VDS1=VT1时，管子开始脱离饱和区，因此，在ISS相同的情况下，VT1越小，VGS1