音频功率放大器(D类)

目 录 ? W1 A b s t r a c t 2 弓唁3 1. 1 音频放大器背景 3 1.2 D 类音频功率放大器的发展动态 4 1.3 主要研究 内容及指标5 1.4 论文组织 结构 5 第二章 功 率放大器原理 6 2. 1 功率放大器种类 6 2. 1. 1 A 类 放 大器 6 2. 1.2 B 类放 大器 6 2. 1.3 AB 类 放大 器7 2. 2 D 类 放大 器 7 2.2.1 D 类放大器工作 原理 8 2. 2. 2 模拟脉 宽调制8 2. 2. 3 数 字脉 宽调制 9 2. 3 D 类 功放 的输 出级 11 2.4 免除滤波器设计技术12 第三章 D 类音 频放大器 的设计 因素 13 3. 1 合适 的功 率管尺寸13 3.2 保护 电路 13 3.3 絲14 3.4电磁干扰 禾 口 布局 15 3.5 LC 滤波 器 设 计 16 3.6 系统成本考虑 16 第 四章 SP8803 模块设计 17 4. 1 SP8803 概述 17 4. 1. 1 特 点 17 4. 1.2 应 用 17 4. 1. 3 典 型应 用 电路18 4.1.4 模 块框 图 18 4. 1.5 管脚配置和说 明18 4. 1.6 电器特 性 19 4.2 电路模块 设计 20 4.2. 1 基 准 电压源 电路 设计 ：20 4. 2. 2 过 温 保护 22 4. 2. 3 欠 压保护 23 4.2.4 上 电复位 24 4. 2. 5 三 角波振 荡器25 4. 2. 6 PWM 调制器 27 4. 2. 7 BD 调制 PWM 脉冲 的进 一步 处理 29 4. 2. 8 死 区控制及 驱动 原理 30 4. 2. 9 短路过流保 护34 I 4. 2. 10 数字音 量控制 36 4.2.11 电路启 动 过程 37 4. 2. 12 前 置运 放 38 4.2. 13 芯片整 体仿真 39 4. 3 本章小结 4 1 第 五 章 总结 及展 望 42 5. 1 总结 42 5. 2 展望 42 4 3 4 5 II 摘 要 本文设计 了一种D类音频功率放大器 电路 ，相 比于传统功放 ，D类功放有其独 特 的性 能优 势 。高效率和低 能耗使其在移动音频设备 中的运用越来越广泛 。 本文在 阅读 国内外有关文献 的基础上 ，介绍 了 目前主要 的非线性和线性功 率放大 器并总结其优缺点，介绍 了传统D类放大器 的工作原理和 实现方式 ，并在此基础 上提 出 了一种可应用于无滤波器D类功率放大器 的改进脉宽调制方式 。无滤波器D类功率 放大器 的子 电路包括带斩波稳定的高性能运算放大器 、低噪声 比较器 、250KHz振荡器 、输 出功 率级 电路、过温保护 ，过流保护 电路等 。在反复计算调试 的基础上对 电路进行 了模块 电 路仿真 和系统整体仿真 ，达 到 了设 计指标 。 采 用CADENCE公司 的Virtuoso设计 工 具进 行 电路 设计 仿真和 版 图 ，采 用 华 润 上 华 0. 5um双 多晶双铝 的BICM0S工 艺 。在 电源 电压5V，负载为4 Q 时实现 了3W的功率输 出，最 高效率90%, 谐波失真小于10% , 64阶音量调制 。 关键词 ：D 类功率放大器 ，无滤波器 ，脉 宽调制 ，功率输 出级 。 中 图分类 号 ：TN4 A b s t r a c t C om pared w i th the traditional audio pow er am plifiers, the class D am plifi er p ossesses large developm ent foreground. The reason is the later has several characters, such as sm al l volum e，high eff iciency, low distortion and high pow er m ake i t apply to m obile devices m ore and m ore w idel y . T he fam iliar linear and non-linear pow er am plifiers are i ntroduced fi rstl y, and then the analysis of advantages and disadvantages of these am plifier is gi ven in this thesi. C om parison betw een the tradi tional class D pow er am plifi er and the am plifier that is based on an im proved pulse-w i dth m odulated (PW M ) m odulation for fi l ter-less class-D is done i n detail. Filter-less class D am plifi er consists of an operational am plifier, a com parator, a tri-angular generator, a pow er output stage and the protection ci rcui ts. The class-D am plifi er has been verifi ed i n Silicon and can m eet all requirem ents. ED A tool C A D EN C E is used for the ci rcui t sim ulation and l ayout desi gn . The process of C SM C 0. 5um D PT M C M O S M ixed signal standard C M O S is selected for m anufacturing. Testi ng results show that the output pow er is 3W , the m axim um eff iciency is higher than 90% and T H D is sm aller than 10% . K ey w ord ： C lass-D am plifi er，filter-less，PW M ，pow er output stage. C l a s s if i c a t io n C o d e : T N 4 2 第 一章引言 1.1 音频放大器背景 音频功率放大器是MP3播放器 、笔记本 电脑 、手机 以及便携式DVD等消费类 电子产品 中应用最广泛 的组件之一，有很大 的市场 。传统音频功率放大器主要有A类 （ 甲类 )、B类 (乙类)和AB类 （ 甲乙类） ，由于AB类 功率放大 器 能够提供高 品质 的信 号放大性 能 ，所 以已 经被广泛 的应用 ，然而AB类功率放大器工作时 ，由于直接对模拟信号进行放大 ，工作期 间必须处于线性放大区，因此其功率耗散较大 2 , 在大输出功率情况下，AB类放大器 会对功率器件构成极大威胁 ，此外 ，AB类功率放大器还存在如下 的缺点：1. 效率低 ， 其输 出功率不可 能很大 ；2. 大 功率输 出时，通 常 需要 散热器 ，因此系统体 积 较 大 。随 着科技的进一步发展 ，更多、更新 的便携式多媒体产品都要求其 中的音响系统具有更小 的外形设计和更大 的 电池容量 ，所 以上述缺 点都成 为AB类 功率放大器 的致命 弱 点 ，限制 了 AB类音频功放的进一步发展。 近些年来 ，随着各领域数字化程度不断加深 ，D类音频 功率放大器逐渐进入 了人们 的视线 ，D类放大器 的工作方式不 同于A类 、B类和 AB类 ，它采用切换 电压方 式 的 同时利 用数字信 号控 制 导通 时 间 以放 大信 号 ，其输 出级 的工作状 态不 是 完全 导通 就 是 完 全截 止 ，因此输 出器件 的功耗非常小，使它 的效率远 比A类 、B类和 AB类要高的多，同时D类 放大器 的效率和输入信号 的大小无关 ，不像AB类放大器只有在很高 的输 出功 率 时才 能达 到比较高的效率，在电源电压为额定值时，D类放大器的效率高达80% -90% 以上 2 ，其 平均效率大约要 比AB类放大器高2-3倍 ， 也就是说， 通常系统 电池的寿命可 以延长2-3倍 ， 同时在输 出功率一样 的情况下 ，D类音 频功率放大器 的表面温度会远远低于AB类 ，因此 使用 时不需或只需要一个很小的散热器 ，这就大大减小 了D类音频功率放大器 的体积， 具 体来说D类音频功率放大器的优 点是 ：（ 1)节能 ，所需散热片 小，这样可 以节 省空间 ，系 统可 以设计得较轻 、较 小 ；（ 2) 电源使用效率很 高 ，可 以延 长系统 电池 的寿 命 。上述优 点使得D类音频放大器和模拟音频放大器相 比时具有很大 的优势 随着 目前市场上消费 电子行业 的快速发展 以及音频功率放大器 高效 、节 能和小型化 的趋势 ，D类音频功率放大器开始逐渐取代AB类 进 入可携式产 品、家庭AV设备 、专业影 音、汽车音响、平板电视、媒体播放器和笔记本 电脑等多个领域，可以说， 在未来的很 长 时间内，D类音 频 功率放大器将 一直 是研 究 的热 点 ，如何 设计 出一款 兼顾 效 率 与保真 度 的D类音频功率放大器也会越来越成为众多研 究机构和企业所关注的课题 。 3 1.2 D 类音频功率 放 大器 的发展动态 D类 工作模式在 1959年 由Baxandal 1首先提 出，即使用脉冲形式 的信号来驱动 高速 的 功率开关 ，该脉冲信 号一般 都是脉 宽调制 (PWM)信 号 ，它 的低频部分包含 了调制 信 号 的 信息 ，通过一个低通滤波器 以后 ，可 以将调制信号重现 。从60年代起 ，人们就开始 尝试 研制D类放大器，最早是想用真空管来研制D类放大器 ，但 由于受到真空管在 电压 降和 电 流能力方面的限制 ，降低 了放大器 的效率，限制 了放大器 的输 出。在60年代后期 ，双极 型 晶体管取代 了真空管 ，此 时研制低频高效D类放大器 的条件 已经成熟 ，然而 由于D类放 大器需要在高频条件下工作 ，其工作频率至少为20KHZ音 频频率 的4? 5倍 ，因此 在这样 的高频下 ，使用双极型 晶体管会产 生连续的开关损耗 ，这 限制 了D类放大器效率 的提 高 。 直到1970年金属氧化物半导体场 效应 管 出现后 ，满足 了D类放大 器对高开关速度 和 低 导 通损耗 的要求，实现 了高性能的开关器件 ，这才开发 出宽频带D类音频功率放大器D 类音频 功率放大器从一经 问世立 即显示 出其高效 、节 能、数字化 的显著特 点，引起 了电 子工业界的广泛关注。 由于现在设计技术 的不断提高，D类音频功率放大器 的性能得到 了突飞猛进 的改善 ， 在音质 方面 己经逐渐追上 了AB类 的性 能，这使得其近年来在市场上有极快 的发展 ，根据 专业调研公司的数据 ，2005年全球D类音频放大器销售总值 已达2亿美元 以上 ，2006年增 长至约3. 5亿美元 ，而2008年市场需求将会超过6亿美元 ，按照这样 的增长速度 ，预计 到2010年将达到 10亿左 右 的规模 ，发展前景 十分 乐观 。 目前D类音频功率放 大器市场 中的主流产 品几乎都来 自欧美 的各大半 导体 设计 公 司，如美 国国家半导体 (National)、德州仪器 (TI)、美信 (Maxim)和Tripath公司 ，此外 还有 欧洲 的意法半导体 (ST)、欧胜 (Wolfon Micro)和飞利浦 (PHILIPS)等 ，而包括 台湾 在 内的中国半导体企业都极少有 能够 与他们竞争 的产 品。 国际方面， 首先介绍 的是美 国的Tripath公司 ， 该公司拥有称为数码功率处理 (DPPTM) 的专利技术，此技术采用多种信号处理技术 ，包括 自适应预处理、噪声整形、预失真处 理和 A - 2： 调制 电路 ，进一步减小 了失真和噪声 ，确保 了音频高保真性能的同时也完成 了高效率 的放大 ，Tripath公司将基于DPPTM原理设计 的放大器称 为T类放大器 ，该类 放 人器具有髙保真、高效率 、体积小、重量轻等特 点，该类放大器在推动40hm负载 时功率 可达90W , THD+N小于0. 1% ，效率高达90% 。 作为全球D类音频功率放大器行 业 的领先 公 司，TI于2005年5月推 出较 为先进 的20W 单声道高功率数字输入D类音频放大器TPA3200D1，该芯片突破传统 的模拟输入 ，向全数 字化功放更进一步 ，该芯片在 18V 电源 电压下推 动80hm负载 时功率可达20W， THD+N小 于 0. 1% , 效率高达85% 以上 。 另外 ，NS， ST， PHILIPS, YAMAHA等公司也纷纷推 出 自主设计的D类音频功率放大器 ， 如NS的LM系列，ST的STA系列 ，PHILIPS的TDA系 列 ，YAMAHA 的YDA系 列等等 。 4 国 内方面 ，1998年 11月 ，成都天奥 公司发布 了具有 自主知识产权 的D类 音频 功率放 大器 ，并于2000年研制 出6通道专用芯片DPPC2006，其转换效率达到了90% 以上 ， 目前， 该公司数字音频功放 IC 已广泛应用于DVD、汽车音 响、家庭影院和背投 电视等领 域 。 2005年 12月，成都华微 数字音 频功放芯片幵发与模块制造 项 目己成功通 过 国家 电子信息发展基金办公室验收，并得到高度评价 。同时诸多公司也 已开始或者有 计划 向 D类音频功放芯片化方 向投入大量人力与物 力 ，种种迹象表明，近几年 ，国内公 司在D类 音频功率放大器幵发方面将作 出突破 。因此 ，对D类音频功率放大器 的相关技术 进行研 究具有非常重要 的意 义 。 1.3 主要研究 内容及指标 本课题是设计一款 3W 无滤波器 D 类音频功率放大器 ，能够获得较 高的音 频质 量和 效率 ，并能达到下述 主要技术指标 。 (1) 电源 电压 工作 范 围：2.5 到 6乂 ，典 型工 作 电压 为 5V (2)工作效率：工作 电压 5V，负载 8 C2 ，输 出功率为 1.7W 时，效率可达 89% (3)采用改进 的脉 宽调制方式 ，不需要外接滤波器 (4)静态功耗较低 ，电源 电压 5V ，无负载 时 ，静态 电流典型值 ：10mA (5)低 失真 ，输 出功率 1.1W , 负载 8 Q 时 ，THD 小于 0.27% (6) 64 阶数字音 量 调节 (7)提供短路保护 ，过温保护和过流保 护 1.4 论 文 组 织 结构 论 文 的组织结构 如下 ： 第一章 ：绪论 ，阐述 了音频放大器 的背景 ，优点 ，主要研究 内容和技术指标 。 第 二章 ：功率放大器原理 ，介绍 了功率放大器 的分类和工作 原理和 D 类功放 的工作 原理 。无滤波器 D 类功率放大器 ，主要 阐述 了无滤波器 D 类功率放 大器 的 改进型 PWM 调制方案 。 第 三章 ：D 类音频放大器 的设计 因素 。 第 四章 ：电路模块 设计，详细说 明了本设计子模块 电路：运 算放大器 ，振 荡器 ，比 较器 ，带 隙基准 ，讲述 并分析 了它们 的结构 与原理 并做相关仿真 。 第 五章 ：总结及 展 望 。 5 第 二章功率放 大器 原理 在本章中主要介绍 了各种类型的音频功率放大器 ，并对 D 类功放的工作原理做 详细 阐述 。 2. 1 功率放大器种类 根据功率放大器输 出级 的不 同可 以分为两类 ： 非线性功率放大器 ， 线性功率放 大器 。 线性功率放大器可分为 A 类 ，B 类 ，AB 类 。线性放大器 的输入信号是模拟信号，输 出晶 体管作为线性调节器来调节输 出电压 ，只是在静态工作点的选择上有差别 。非线性 功率 放大器分为 D 类，E 类 。它的特 点是输 出级的晶体管工作在开关状态，功率转换效 率较 尚 。 2.1.1 A 类放大器 A 类放大器原理 图如 图 2.1 所示 ，工作点如 图 2. 2 所示，A 类放大器就是传统 的线 性放大器 ，输出级用一个管子作为直流 电流源 ，提供偏置 ，在整个周期 内，总有 偏 置电 流流过输出器件。这种结构的失真最小，基本是线性的，但是效率也是最低的 3。 +VCC 丁 V i n L? j h Wb- 丨 I 丨 ！ ！ Pt i L i i 1 n lit 3 贫 4j r 5r t * m iijn I -* u _ I 0 3 ) W 0 图 2. 1 A 类放大器原理 图图 2. 2 A 类放大器工作 点 2. 1.2 B 类放大器 B 类放大器原理 图如 图 2. 3 所示 ，工作点如 图 2. 4 所示 。B 类放大器输 出级取消了 偏置，采用推挽输出，上下 晶体管分别工作在信号的正半周与负半周。消耗在晶体管上 的功耗相 比与 A 类显著降低 ，但是 ，功率管上仍然消耗功率 。B 类放大器 的一个缺点是 交越 失真 6 +VCC 丁 A ,一 - n n n , f 4; t 5; r t - vcc J_ : 0 ) ( D Q) G ) 图 2. 3 B 类放大器 原理 图图 2. 4 B 类放大器工 作点 2.1.3 AB 类放大器 AB 类放大器 原理 图如 图 2. 5 所 示 ，工作 点如 图 2. 6 所示 。 +V C C i I I - h i r rVbVo A - - A- - - A- - -. 、I t In In 4f Sn t ? _ 丨 丨 _ * - VCC* 0 ( 0 Q 0 图 2. 5 AB 类放 大器 原理 图图 2. 6 AB 类放 大器工 作 点 AB 类放大器在 B 类 的基础上有一个小的直流偏置 ， 它远小于 A 类放大器 的直流偏置， 它用来 消除 B 类放大器产生的交越 失真 。AB 类放大 器功耗 介于 A 类 与 B 类 放大器 之 间， 更接近于 B 类 5 6 。 2. 2 D 类 放大器 D类功率放大器虽然也被称作数字化功放 ，但在 电路设计上绝不像纯粹 的数字 电路 那么简单 ， 也不是直接采用一两块 芯片就认为设计大功告成 。 以数 字手段 实现模拟 功能 ， 仍然 需要考虑许多模拟方 面 的因素 ，其控制方式 、元器件 的选择 、电路版 图布局等直接 影响其保真度的关键 因素 ，下面 首先说 明其工作 原理 。 7 2. 2. 1 D 类放大器工作 原理 D类放大器一般釆用脉冲编码调制即PWM (Pulse Width Modulation)控制技术 ， 由前 后两级构成 。前级主要完成音频信 号的PWM ，将音频信号转换成PWM波输 出；后级 为功率 转换 电路 ，主要完成 电平转换和功率输 出。 模拟音频信号进入前置放大器后 的信号Vin，与三角波发生器产生的三角波 Vm 。进 入比较器进行比较 ，当VinVm时，比较器输 出高 电平 ，反之输 出低 电平 。 这样把输入信号的大小转变 为输 出脉冲 的宽窄 ，相当于用输入信 号Vin去调制载 波 Vm ， 从而形成 占空 比随输入信 号幅度变 化 的输 出调制波Vd, 即PWM技术 。从LC滤波器 ，又得 到放大的音频信号，驱动扬声器发声。同时 由于功率管处于开关状态 ，功耗很低 ，因而 可 以获得很 高的效率 ，理论上 可 以获得90 / 以上 的效率 。到数字广播和MP3，大 多数先 进 的媒体格式都是数字 的。若 是数字信号输入 ，一开始 的取样 比较及调制过程都 不 再需 要 ，可 以采用数字信号处理技术直接把不同格式 的数字音频变换成PWM或PDM码 ，后 面 的 放大方式照 旧。 后级低通滤波器选用单端两极点LC积分 电路 ，即一种最简单 的数模转换器，可将放 大 的PWM信号解调 ，当脉冲 宽度大 时 ，电容上 的 电压就积累得高 ，反之 电压就低 。这样 既可滤掉高频开关噪声 ，又得 到放大 的音频信 号 ，驱动扬 声器发 声 。同时 由于功 率 管处 于开关状态 ，功耗很低 ，因而可 以获得很高 的效率 ，理论上可 以获得90% 以上的 效 率 。 下面介绍两种PWM调制方法 ，g口 NPWM 与UPWM 。 2. 2. 2 模拟脉 宽调制 普通 的D类音频功率放大器一般都釆用这种技术 ，原理在上一小节 中已经介 绍过 。 模拟的脉宽调制技术 ，又称为 自然采样脉宽调制 (NPWM)，与其相对的是数字脉宽调制技 术 ，又称 为均勾采样 脉宽调制 (UPWM)。脉宽调制 技术可 以通过调制边沿和 开关信 号级 数 来划分 。按调制边沿可 以分为单边调制和双边调制 。双边调制在相 同的采样频率 下 ，通 过两个边沿来记录信息。AD型和型用于区分两值开关转换和三值开关转换 。这 四种基 本的NPWM调制方法 ，AD型脉宽调制 的波形是通过单边或双边三角波和输入波形相 比较得 出的，而m )型则是通过 同时让输入波形和其 反相波形和单边或双边三 角波相 比较 得 出 的。双边或者K )型都在一个载波周期 内记录 了两 次的脉 宽信息，所 以双边BD型记录 了四 次的脉宽信息，相应 的调制 出的波形在无失真 的记录输入波形信 息方面要好 ，但是调制 电路也更 复杂 。 可 以通过谱分析来进一步 的分析和 比较各种调制方法 。分析主要是通过对调制器加 单一频率的输入，然后对输 出的脉宽波形进行谱分析得来 的。通过谱分析，可以得到很 多有用的信息。对于少数 的PWM调制方法，可 以采用双傅立 叶分析 (DFS)的方法，直接得 8 到输 出信 号的按频谱分解 的表达式 。但 是对PWM进行分析是一件极为复杂和 困难 的事 ， 因为PWM调制是一个很难定量分析 的过程 ，其输 出脉宽波形会受很多因素的影 响 ， 比如 调制深度 ，调制信号的频率和载波的频率等。四种NPWM调制的两相差分输 出的DFS分析 ? 结果，如式2-1至式2-4其 中Ja为n阶贝塞尔函数 。 对调制波信号进行傅立叶分解 ，其频谱可 以用二维傅立叶级数表示，表达式 如下 ： 7 0 二 (2- 1) n - To m si nO(2 2) CO T 2 = T om sin 0 = C O(2-3) , f To-T2 ro + r2 ) - Ah n T o t 1 -77 0 I 44J 八0 =( 2-4) 、 I 44 j =+臓 丨 s i n na ) t + a0) 2 L L 2 J (2-5) 由上面 的表达式可知 ，在其输 出频谱 中，包含输入信 号 ，载波信 号 ，载波信 号谐波 ， 以及输入信号与载波 ，输入信号谐波与载波谐波相互作用得到的边带信号 ，这些 边 带信 号有可能落入音频范围内，造成音频信号失真 ，所 以对调制过程进行分析 中，一个很重 要的参数就是调制波形 的总谐波 失真 （ THD)。因此应尽可能的提高载波频率 即三 角波 的 频率 ，这样可 以减少信 号失真 。又可 以简化滤波器的设计 ，减小滤波器体积 。当然 ，开 关频率越 闻，后缀放大器 的功耗也越大 。 2. 2. 3 数字脉宽调制 随着数字技术在音频领域 的不 断发展 ，一种技术发展趋势是实现 直接将数字 的幅值 编码PCM信号调制为PWM脉宽信 号来控制D类开关功率放大器 。这样做显然可 以简化 功率 放大器设计 的复杂度 ，从直觉上讲 ，数字脉宽调制 电路必须尽可能的保 留数字信 号 的精 度 。 但是虽然这个领域在近十年来 已经吸引了很 多研究人 员的注意 ， 不少 问题仍然存在 。 数字脉宽调制器就 是对数字信号进行PWM调制 ，由于数字信号是周期采样 的 ，在 一 个采样周期 内的值是相 同的，故又被称为均匀釆样PWM调制 （ UPWM )。将PWM调制应用于 数字信 号，实际上是将PCM码 的幅值变化表示为PWM 的脉宽变化 。将 幅值转化为脉宽 的变 9 化 ，类 比NPWM 的方法 ，可 以与产生数字 的三角波信号通过 比较来产生脉宽信 号。三角波 信号可以使用计数器来产生，这里需要考虑的一个 问题是计数器的计数时钟为多大才可 以满足转换后的信号不损 失精度 。 PCM信号是对信号的幅值进行量化 ，而数字 的PWM调制则是对信 号在 时间域 上做量 化。通过将时间域上的量化和信号幅值相关联，即受幅值 的调制 ，从而使输 出包 含 了信 号基带的信息。一个n位 的PCM码 ，是通过对一个釆样周期 内的采样值经过N=2n 级 量化后 编码得来 的。如果让转换后 的脉宽信 号保持信号 的精度 ，那么一个采样周期 内，对一个 采样值在 时间域上也要做N=2n级量化 。也就是说 ，要将一个采样周期细分成N=2n段 ，在 每段上定义脉宽的高低 。一般 的音频信号 ，就拿 常见 的CD音源 来说 ，其 为采 样 率为 44. IKHz, 16位编码 的PCM信号 。根据 上面的论述 ，必须要将一个采样周期细分成 65536 段来决定脉宽的大小。即数字调制器 的工作频率将为44. lkHz*65536=2. 89GHz。如此高 的频率对于当今的消费类 电子产品来说 ，是无法实现 的一个工作频率。这是数字 脉宽调 希 i j r r n、 n 、 I _ J U 、 m - r r . f J -t - A- A - A ? 、 “ t 口 r t A.模 拟 制 If* t字 调 ， j - jiTLT- pin r, 图2. 7 数字调制 的概念 图2. 8表示了一个基本的数字脉宽调制器，对 比DAC加模拟脉宽调制的系统 ，数字脉 宽调制电路简单了很多，无DAC电路，无模拟的三角波发生器和 比较器，需要的仅仅是 一个减数计数器。图2. 7中，调制器输入为采样频率为f。的b位PCM信号。数字脉宽调制 器通过一个工作频率为f*2b的b位计数器来定义时脉宽信号的边沿 。这里有一点非常的 重要 ，就是调制时钟对输 出脉宽的影响 。因此对 维持系统 的性能和长期的稳 定性 ，时钟 的精度是非常关键 的， 相位噪声和别的会引起时钟抖动 的因素必须加 以控制 。 如前所述 ， 所需的计数器时钟频率是对数字脉宽调制器的一个基本 的限制。既然音频系统通常需要 在16. 24位和至少44. IKHz的采样率，在这种直接 的UPWM转换中所需的时钟速度 巳经远远 的超 出了硬件所能实现的水平 。一个更为棘手 的问题是存在于PCM到UPWM转换 中的非线 性 。这种直接的数字PCM采样值到UPWM的转换过程 ，相 比NPWM有很大的不 同，可 以通过 频谱分析的方法看 出1 中固有的非线性 问题 。 10 采 样 时 钟 上 Ai L - 7 7u =4 b ? : ? j - - f i S i a Sma s i t M /? /? I 图 2. 8 基 本 的 U P W M调制 器 2.3 D 类 功放的输 出级 D 类功放的输 出级可以分为 “ 半桥 ”和 “ 全桥 ” 。如图 3. 1 所示，全桥输 出级 使用两 个半桥输 出级，并 以差分的方式驱动负载 。由于全桥结构是通过转换负载的导通 路径来 工作，因此无需负电源或隔直 电容 ，负载 电流就可 以双 向流动 。传统 PWM 调制方 案 由于 采用的是半桥输出级，因此必须要有隔直电容 1 3 。 D D | JUj I b _ _ s s 图 3.1 D 类运放 的全 桥输 出级 图 3.2 中给 出了基于 PWM 的桥接负载型 D 类放大器 的输 出波形 。在 图 3. 2 中 ，输出 波形彼此互补，从而在负载的两端产生一个差分 的 PWM 信号 。与半桥拓扑类似 ，输 出端 需要一个外部 LC 滤波器来防止负载上耗散的高频能量 ，并提取低频音频信号。 g) 1 ；i I ！ “ “ r* : : L ： ：I ： L I l“ ！ I 一_ L 012345678 oi 1 ！丨 n : n . I I . i ; i丨 : r 0, 5 i 4 I ? ? - * . ? i i -j. - - . - C D 丨j I 丨U 012345678 I : p y xT r F r r i 一 【 一 ir n . T I 。 1 1 1 i f ?1 - I - i - 一 - ? ? * - - - - I I i _ I t ? 1 1 I I . 丄 I i I ? 012345S78 图 3. 2 全桥输 出输 出波 形 全桥 D 类放大器 的优 点 ： 1.采用单 电源供 电时输 出端不需要 隔直 电容 。 1 1 2.在相 同的电源 电压下 ，输 出信 号摆 幅是半桥放大器 的 2 倍 。 基 于 以上原因，本设计 中选择全桥输 出级作 为 D 类 功 放 的输 出级 。其 中 H 桥 通 过控 制 电路只驱动 2 个 N 型的 MOSFET 开关管 。 这是 由于釆用 NMOS 管 比驱动 P 管导通 有 更高 的开关速度，可以降低由于输出阻抗不匹配造成的失真 4 。 2. 4 免除滤波器设计技术 外部需要 LC 滤波器成 为 了传统 D 类放大器 的主要缺 点。这不仅增加 了外部应 用方 案的成本 ，而且浪费了电路板 的空间，更可能 由于滤波器 的非线性而引起放大器 的额外 失真 。本文设计的 D 类放大器采用 了一种 “ 免滤波器 ”调制方案，从而避免了以上 缺点。 B O O ). M ? 0 7 5 1 ， ? ? ? ? - r. “ “ - ? ? s- “? - . ,? 、? .- - ? *v. - - 1“： h 广. -乂 二 0l2345?7e 1 I -., i t. I ll I 11 I .I f? . 一 . 1 - ? . . ? - ? ? . . .- . ? ； , j ： ? i j ： i j ；： a 。 :， ： ： 11n L7 1 : 1 PL O ? . I “ 一 ！ 乏 ? ? o- “ y p y p y DD p L c = L ? P 、 一 则 HI - 0U T _ L VDD/ 2 I 1 _ G N D P V D D P G N D 图 4. 2 模 块 框 图 4. 1. 5 管脚配置和 说 明 表 1 管脚 说 明 管脚编管脚名称 号 1 一 - OUTJL 左声道输出，负极 2PGN D 功率地 3PGN D一 功率地 4 +OUT_L I左 声 道 输 出 ， 正 极 18 5PV D D 功率 电源 6静音控制输入 ，低 电平 有效 ，内部上拉至 高 电平 MU T E 7VDD 模拟电源 8IN L 左 声道输入 9N C 无连接 10V R E F 内部模拟参考 电压 ，V R E F 与 G N D 之 间连接一个旁路 11N C 无连接 _ 12 N C 无连接 13一 一 DN 音量下降控制，低电平有效 14 UP 音量上升控制，低电平有效 15R ST 音量 复位 ，低 电平 有 效 16N C 无连接 17 右声道输入 18G N D 模拟地 19 关断控制输入，低电平有效，内部下拉至低电平 o H D N 20PV D D 功率 电源 n +OUT R右声道输出，正极一 22PG N D 功率地 23PGN D 功率地 24- OUT R I右 声 道 输 出 ， 负 极 4.1.6电器特 性 19 E le c tric a l C h a ra c te ris tic V n: . - 6V , G am = = 18 册 ， R i _ - 8 l.T *- 25 X, un l ess oiha rvse rt o led . pAkm Brm iV抽 BOtm揪 TYF MAX uni ts Sai n pi y Voft age Range Vc fc 2二 5. 5V Hc lm 6715 O iuescent C ui refit R t _场 8 ti A S .S y ut6 O unei Hl li i ir m Vh/fg- C 2 . 64m A ai ul down I ?ew 0. 510j A 1? ? V m m i i t puttow mDTE i f pani gh 4s h MUT l r g utLow CX lput O ff set Vci taV o N o Load120 W O m V Dra -So a ee O n-S tate , P W I O S FET 0 . 3 0 0 Rbowi b j . SA 0 P St Bfi oe N MOSFET022 05 Ri . -aQ . THD-1% Ta il Rl念 船JHD念 10%T ? O tt t pi ft P ow erP a f kH zW Rl 立 4QJTO =1% 19 2. ? a. o 0. 1 丨 一 , ：C8L . f一 丄 R+233ItiF. N307aN3B71 I ， i 卜 f- I 1 I 图 4. 12 上 电复位 电路 原理 图 图中，C8 为通过管脚 VREF 外接 的电容 ，电容值 luF。电源上 电以后 ，电源 电压给 C8 充 电，VREF 缓慢上升 ，Vm 为电源 电压通过 电阻分压得到 。幵始时，Vi nVREF， 比较器 输 出 Vo 为高 （ 芯片 内部复位 ） ，NMOS 管 N2916, N3114 打幵 ，通 过 电阻分压 可求得 Vm=0. 49VDD, VREF 可充 电至 0. 88VDD; 当 VREFVm 时，输 出 Vo 为低 ，NMOS 管 N2916， N3114 截止 ，Vm 电压跳变到 0. 3VDD，VREF 稳定在 0. 5VDD，以后输 出 Vo 保持为低 。 比较器 中有正反馈 ，有利于提高 比较器的翻转速度 ，并且使输 出 Vo 的高 电平更高， 低 电平 更低 。 仿真结果如图 4. 13 所示。X3065J f 为芯片 内部的复位信号。 2 4 Tran sie nt R es po nse g 0 V： /X: 观 5 一 5 .0 ： ,. 一 2 Sb1 方一 - 1 ,0 . a. _. I . . . 1 . .- -_ . . . ！ 6 .0 ： _ 4 .0 L r f 丨 2 .0 ： / 0 .0 一 “ - . . . . -. . 1 二1 i 4 .0, 腿 2. 0 1 二 一 . _ 一r * 一 “ 一 一 ?， 了 0 .0 卜. ：I . . , I I 0 .0 10 m 2 0 m 5 0 m 、tim e ( s ) 图 4. 13 上 电复位 仿 真 4.2.5 三 角波振荡器 8803 内置的三 角波振荡器示意 图如 图 4. 14 所 示 。 I1 S ? V H u . . 丨 ， ； i .? 、 . 、? ： ； 1 x2? , ； I c o m * J . I A1 j y； I pr j r j ： V tr. L, j 、-i 二 . , I E-gr. h兆一 丫 Jcom , ； . ? ? i I 产 ： d?I oy 5 - v - d? k i y6 r .-+ ,. .- . I * * r i f V. p, l C 0 : -i . ! l_ 图 4. 14 三 角波 振 荡器 原理 图 三角波振荡器 由比较器 ，RS 触发器，充放 电电容，反相器等组成 。 虚线框 中所示为 RS 触发器 ，表 2 是它 的真值表 。 表 2 RS 触 发器 真值 表 A I B I Vpul 00保持 0 1 0 1 01 1 一 1 I 0 三 角波 的工 作过程 如 下 ： 1. Vtri VL VH 时， A=0, B=l， Vpul=0， P2640 导通 ， N2867 截止，电容 CO 充 电， Vtri 上 升 ； 2 5 2. VL Vtri VH 时，A=0， B=0，Vpul 保持为 0，P2640 导通 ，N2867 截止， 电容 CO 继续充 电，Vtri 继续上升 ； 3. VL VH Vtri 时， A=l， B=0, Vpul=l, P2640 截止， N2867 导通，电容 CO 放 电， Vtri 下 降； 4. VL Vtri VH 时，A=0， B=0，Vpul 保持为 1，P2640 截止 ，N2867 导通， 电容 CO 继续放 电，Vtri 继续下 降； 然后返回状态 1，开始循环 。 振 荡 频 率 = VH 和 VL 由 VREF 通过 升压 与 降压得到 。 I i I 1 I I R3 1S 6 4PS lOeT? P 3 163 J f?3 Te- 4. j P 3 1 6- 7 ? ? Jr j - - - J 1 1 l u J： r-l l - ! L 4 P510- 3, I . . . ？ , , - . 3 . , , , . 1 ? Ik，. , 1 + ? , ? ?11 ? . . , U- ：? ? ? + . . 叫| ? . I t P3 is e 1 1 4 f j igy I i P3 10 1 j v r s- ioz -a p j nsa | 令 rj i oo r -I