BOOST升压电路的设计

一种实用电池充电升压电路设计1、引言12、锂电池充电电路23、DC-DC变换电路23.1 、DC-DC变换电路分类与特性23.2、电感型DC-DC变换器原理33.3、DC-DC变换电路设计53.3.1、电感量确定73.3.2、滤波电容值确定73.3.3、开关管的选择81、引言可充电锂电池在手持电子产品以及工控领域应用越来越广泛，在使用过程需要不断对锂电池进行充电，一种便捷可靠充电电路不仅可以提高电池的使用寿命，而且可以保证充电过程中的安全。该充电方式不仅可以通过USB接口进行充电还以通过USB接口与带有USB接口的5V电源适配器进行直接连接进行充电，与之前只能通过电源适配器进行充电的方式更加便捷。锂电池使用的领域本身控制板的所需提供的电源电压一般为3.3V或5V，当锂电池使用在3.3V工作的控制电路中所需通过斩波或其它方式对其进行降压处理以满足使用的需求；当使用在5V或更高电压供电的控制电路中就需要将锂电池的3.7V通过直流升压电路进行处理已达到控制电路的需求。本文完成一套控制电路需要的电源电压为5V，采用直流Boost升压电路设计。2、锂电池充电电路本文所中所论及的锂电池充电电路主要有CN3052构成，CN3052是可以对单节锂离子或者锂-聚合物可充电电池进行横流/恒压充电的充电控制器，该器件内部包括功率晶体管，应用时不需要外部的电流检测电阻和阻流二极管；该芯片并且符合USB总线技术规范，非常适用于便携式应用领域；对于热调制电路可以在器件的功耗比较大或者环境温度比较高的时候将芯片温度控制在安全范围内；调制输出电压为4.2V，精度达1%,其充电电流的大小可以通过一个外部电阻点整。当输入电压掉电时CN3502自动进入低功耗睡眠模式，在该模式先芯片的消耗功率为微瓦数量级。同时该充电芯片还具备输入电压过低检测，自动在充电，芯片使能输入和电池温度监控以及状态指示等功能。图1 CN3502充电原理图3、DC-DC变换电路3.1 、DC-DC变换电路分类与特性DC-DC变换器的种类很多,按输入/输出回路是否采用隔离,可分为隔离型DC-DC变换和非隔离型DC-DC变换两大类。其中隔离型DC-DC变换相对于非隔离型DC-DC具有可变换的电压范围宽，输出文波特性好等优点；但是隔离型DC-DC变换都需要有变压器，以及其它所需的元器件，所以在电路中占用的空间大，所需成本高等缺点，一般不适用于体积较小的器件中；非隔离型DC-DC变换具有所需器件少，重量轻、体积小和成本低的优良特性；本文所涉及的DC-DC变换适用于手机、仪器仪表以及可以随身携带的测量与计量器中，因此非隔离型DC-DC变换更为适用。对于非隔离型DC-DC升压变换又分为电容型电荷泵倍压变换和电感DC-DC变换，电荷泵倍压变换电路设计比较简单，元器件选择适当的电容即可，同时其产生的干扰较小，但是它只能提供有限的范围的电压输出，绝大多数电荷泵IC的电压转换最多只能达到输入电压的两倍，这表示输出电压不可能高于输入电压的两倍，因此其提供的电压输出范围有限，应用较窄；电感型DC-DC变换相对于电荷泵具有输出效率高，输出电压可以根据需要通过占空比进行调节，具有较宽的输出电压范围，其缺点在于电路中需要对电感进行充放电，增加电路的复杂性，也交易产生干扰。通过对各种DC-DC变换的优缺点比较，本位拟采用电感型DC-DC变换，本方案在成本，体积、效率以及输出电压范围等方面都具有优良的特性。3.2、电感型DC-DC变换器原理电感型DC-DC变换，其工作原理是应用流经电感的电流不能突变，在一个工作周期内，电感两端的平均压差为零这一特性。如下图2所示DC-DC升压电路工作原理图，当开关S闭合时能量从输入电源Vin流入储能电感L中，此时二极管D处于反偏截至状态，储存在滤波电容C中的能力释放给负载RL；当S断开时由于电感L中的电流不能突变，它所产生的感应电动势阻止电流的减小，L中感应电动势的极性为左负又正，此时续流二极管D处于正向偏置导通状态，电感中的能量经过续流二极管向滤波电容C充电，同时给负载供电。图2 电感型DC-DC升压原理图在开关S闭合期间，流经电感L中的电流近似线性增加，其值为：IL=ILV+VinLt 式1其中ILV为流过储能电感L的最小电流值。当开关S闭合结束时流过电感L的电流为：ILP=ILV+VinLTon 式2由式1和2可得，在开关S闭合期间流过电感L的电流增量为：IL1= VinLTon 式3在开关S打开时，续流二极管导通，储能电感两端的电压为：VL=Uo-Vin=LdiLdt 式4此时流过电感L的电流为：IL=ILP-Uo-VinLt 式 5在开关S打开结束时，流过电感L的电流为：IL= ILV=ILP-Uo-VinLToff 式6此时电流的变化量为：IL2=Uo-VinLToff 式7在稳定状态时，储存在电感L中的电流在开关S闭合期间的增量等于开关S打开期间的减少量，由式3和式7得到：IL1=IL2=VinLTon=Uo-VinLToff 式8所以：Uo=TT-TonVin=11-qVin 式9其中q=TonT ，可见改变占空比大小，就可以获得所需的电压值，由于占空比总是小于1，所以输出电压总是大于输出电压。3.3、DC-DC变换电路设计如图3所示为本文设计的DC-DC变换电路原理图。从图3所示DC-DC变换原理图可知，本变换电路由储能电感L1、开关控制器MAX1771、功率MOS管IRF7403,续流二极管IN5817以及滤波电容等元器件组成。图3 DC-DC变换原理图 MAX1771是一款采用双极互补金属氧化半导体工艺的开关电源控制器，该芯片内部预制输出电压为12V，并且提供可调输出电压配置功能，其结合了PFM（脉冲频率调制）和PWM（脉冲宽度调制）的优良特性，具有高的输出效率和宽范围的输出电流。脉冲频率调制具有较小的静态电流，在小负载条件小工作时具有较高的工作效率，但是文波较大；脉冲宽度调制在大负载条件下具有较高的效率，切噪声小。该芯片采用的是一种新型限流PFM控制方式，来控制电感充电电流，使其不超过某一电流峰值。这样既保持了传统PFM的低静态电流，同时在较大负载下工作时也具有较高的工作效率，同时由于限制了电感的电流峰值，外围电路可以采用较少的器件就可以获得满意的文波输出电压，这样即减小了体积又降低成本。MAX1771引脚功能简介：1）EXT为N沟道功率开关管门极驱动信号输出脚；2）V+为控制芯片提供输入电源，同时作为自举工作模式的电源检测输出；3）FB为反馈检测输出端，通过检测电路实现对输出电压进行控制；4）SHDN为工作模式选择输出引脚，通过控制该引脚的输入电平，可实现工作休眠模式；5）REF为1.5V参考电压输出，如果不用可以通过0.1uF电容接地；6）AGND为模拟电源地；7）GND为电源返回地；8）CS引脚为限流输出引脚，通过检测功率管的电流实现过流保护。MAX1771外围电路设计，为了实现输出电压可调，需要通过将输出电压反馈输入到MAX1771的FB引脚，通过该反馈电压与内部的1.5V基准电压进行比较，来调节PFM频率输出。如图3所示，该反馈网络由R83和R82以及电容C81组成，对与电阻R83为了保证阻抗匹配选择范围为10K到500K之间，在此选择R83的阻值为100K通过公式：R82=（VoutVref-1）R83来得到R82的阻值为220K，对于C81的容值选择既要保证工作的稳定性又要保证线性关系。该值通过实验在此选定为47pF。3.3.1、电感量确定根据电路的工作波形，电感电流包括直流平均值和纹波分量两部分。假若忽略电路的内部损耗，则变换器的输出能量和变换器的输入能量相等，即UIII=UOIO，所以II=IOUOUI=IOTTOFF电感电流的文波分量是三角波，在TON期间，相对于平均电流ILV，电流的增量为+I=UITONL；在TOFF期间，电流的减少量为-I=UITOFFL；当该电路工作在稳定态时，电流的减少量等于电流的增加量即：+I=-I；为了保持电路工作的稳定性与可靠性一般取流过电感的峰值电流不大于其最大平均电流的1.2倍，同时避免因为电流过大造成电感饱和。电感的感值可以通过下式确定（杨旭开关电源设计M北京：机械工业出版社，2004）L=UinD（1-D）T2IO式中L为临界电感量，UO为电压输出值，D为占空比，T为开关周期，IO为最大输出的电流。在此UO为5.0V，D取值为0.26，T为20s,最大输出电流IO为1A。经过计算得到L的电感量为7.12uH，在该设计中取L的电感量为22uH/2A的标准电感。3.3.2、滤波电容值确定输出滤波电容C1容量与输出电压的文波UO的要求直接相关，同时输出文波电压UO与占空比D有一定关系。其输出文波电压UO的表达式为：（李定宣，开关稳定电源设计与应用）UO=VinDT28L1C1由该式得出电容C1容值表达式为：C1=VinDT28L1UO在该设计中输入电压为3.7V，占空比D为0.26，MAX1771的输出频率定为50KHz，对于输出电压的文波要求不大于1%，从而得到滤波电容C1的容值为44uF。3.3.3、开关管的选择开关管VT在电路中承受的最大电压是U0，考虑到输入电压波动和电感的反峰尖刺电压的影响，所以开关管的最大电压应满足1.11.2UO。实际在选定开关管时，管子的最大允许工作电压值还应留有充分的余地，一般选择（23）1.11.2UO。开关管的最大允许工作电流，一般选择（23）II。开关