一种新型无桥BoostPFC电路_王慧贞

2010 年5 月 电 工 技 术 学 报 Vol.25 No. 5 第 25 卷第 5 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY May 2010 一种新型无桥 Boost PFC 电路 王慧贞 张军达 （南京航空航天大学航空电源重点实验室 南京 210016） 摘要 提出了一种新型无桥 Boost PFC 电路， 该电路通过在 2nd Dual Boost PFC (2nd DBPFC) 的基础上增加两条耦合支路来实现升压二极管的自然关断和开关管的 ZCS，大幅度提高了整机的 效率。本文详细分析了该变换器的工作原理，讨论了实现开关管 ZCS 和升压二极管自然关断的条 件，一台 300W 的实验样机验证了理论分析的正确性。由于 DBPFC 的输入母线直接与电感相连, 导致很大的 EMI，本文的新型无桥 Boost PFC 电路很好地解决了 EMI 的难题，Saber 仿真结果表 明该电路与传统 Boost PFC 电路的共模干扰几乎相等。 关键词：无桥 Boost PFC 二极管反向恢复 软开关 共模噪声 中图分类号：TM461 A Bridgeless Boost PFC Converter Wang Huizhen Zhang Junda (Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China) Abstract A bridgeless boost rectifier with low conduction losses and reduced diode reverse-recovery problems is proposed for power-factor correction. The proposed boost rectifier can reduce the conduction losses and alleviate the diode reverse-recovery problems by using a coupled inductor and two additional diodes. A detailed analysis of the proposed boost rectifier is presented. Experimental results for a 300W prototype are also discussed to show the performance of the proposed boost rectifier. Dual Boost PFC (DBPFC) by nature brings higher EMI noise, the proposed boost rectifier can solve the problem very well. Saber simulation is performed to validate the EMI model and analysis, and it shows the same level with traditional Boost PFC. Keywords： Bridgeless Boost PFC(Power Factor Correction), diode reverse recovery, soft switching, common mode noise 1 引言 近年来由于半导体工业的快速发展， 出现了如 C-MOS、碳化硅二极管等低损耗的器件，使电路的 损耗大幅度降低1，但是传统 Boost PFC 电路由于 整流桥的存在而无法进一步提高整机的效率， 特别 在低压大电流的场合， 过高的导通损耗和开关损耗 使整机的功率密度无法改善。 为了降低整流桥的损 耗，人们提出了一些无需输入整流桥的新拓扑2-9， 在这些拓扑中，DBPFC 拓扑由于结构简单、驱动 方便、效率高而备受关注4-5，图 1 为该电路的拓 扑。 图 1 DBPFC 主电路拓扑 Fig.1 The topology of DBPFC 相对于传统的 Boost PFC 拓扑，DBPFC 由于省 略了输入整流桥，效率可以提高约 1%2%，但是 DBPFC 拓扑电感位置的特殊性使得它的功率地与 输入母线完全隔离，功率地电平相对于大地的剧烈 国家重点基础研究发展计划 （973 计划） 资助项目 （2007CB210303） 。 收稿日期 2008-04-15 改稿日期 2009-03-23 110 电 工 技 术 学 报 2010 年 5 月 变化引起的共模电流不仅造成了强大的电磁干扰， 而且也给电路的稳定工作带来了影响。针对这种缺 陷， 文献6提出了新的拓扑2nd Dual Boost PFC (2nd DBPFC)，很好地解决了共模干扰的问题，图 2 为该电路拓扑。 图 2 2nd DBPFC 主电路拓扑 Fig.2 The topology of 2nd DBPFC 2nd DBPFC中的损耗主要由开关管与升压二极 管所引起，要进一步地提高系统的效率就必须减小 这两部分的损耗。文献8-9提出了几种减小开关管 损耗的方法，但是控制都比较复杂。本文提出了一 种新型的无桥 Boost PFC双耦合电感 2nd DBPFC， 如图 3a 所示， 利用耦合电感将升压二极管的电流转 移到耦合支路上，从而实现升压二极管的自然关断 和开关管的零电流开通，同时利用耦合电感的漏感 减轻耦合支路二极管的反向恢复，可以大幅度提高 整机的效率，且很好地解决了共模干扰的问题。 (a) 主电路拓扑 (b) 正半周 (c) 负半周 图 3 双耦合电感 2nd DBPFC 原理 Fig.3 Dual coupled winding 2nd DBPFC 最 后 本 文 还 通 过 Saber 仿 真 比 较 分 析 了 DBPFC、2nd DBPFC 与双耦合电感 2nd DBPFC 这 三种电路的共模噪声的大小。 2 工作原理分析 图 3a 为双耦合电感 2nd DBPFC 原理图，图中 L1、L1a是一对耦合电感，L2、L2a是一对耦合电感， 两对耦合电感是完全一样的，正、负半周工作时的 等效原理如图 3b 和图 3c 所示。由于电路正负半周 对称工作，本文以正半周为例，假设两个耦合电感 的匝比相同，为 n1=NL1a/NL1（n1?1） ，且两个耦合 电感有相同的耦合系数 k。 则有下面的等量关系： 1a 1 1 L n L = （1） m1 1a1 1 LkL Lkn L= （2） m k111 1 (1) L LLk L n = （3） 2 k1a1a1 m11 (1)LLn Lk n L= （4） 式中 n1耦合电感二次侧对一次侧的匝比； k耦合系数； Lm互感； Lk1L1的漏感； Lk1aL1a的漏感。 2.1 工作模态分析 双耦合电感 2nd DBPFC 主要波形如图 4 所示， 工作模态如图 5 所示。工作模态分析如下： 图 4 双耦合电感 2nd DBPFC 主要波形 Fig.4 The main waveforms of the proposed rectifier 第 25 卷第 5 期 王慧贞等 一种新型无桥 Boost PFC 电路 111 模态 1t0,t1：t0时刻，开关管 VT1仍然导通， 二极管 VD1关断， 开关管电流 iVT1达到电感电流 iL1， VD1a反偏截止，VD1a的反偏电压为 in VD1amo1 ino 1 v vLVkn vV L =+=+ （5） 模态 2t1,t2：t1时刻，开关管 VT1关断，vVT1 增加到 Vo时 VD1开通，VD1a在 vVT1达到以下电压 时导通： o 1inmo1 in VT1 1m1 1 V Lv LVkn v v LLkn + = + Vo （6） 模态 3t2,t3：t2时刻 VD1开始导通，由于 VT1、 VD1、Co回路中存在寄生电感，则 iVD1的上升速度 受到限制，在模态 3 结束的时候，iVD1+iVD1a=iL1。 模态 4t3,t4：此阶段 iVD1a持续上升，iVD1下降， 有下面的等量关系 1a1 1am1a 1a1 11mino dd 0 dd dd dd LL L LL L ii vLL tt ii vLLvV tt =+= =+= （7） 可得 1ainoino1 22 1 1am1 1amoinoin 22 1 1am1 1 ()d d (1) d()() d(1) L L LvVvVi t L LLkL iLVvk Vv tL LLn Lk = = （8） VD1上的电流的变化率为 VD111a1 ino 2 1 1 dd() () dd(1) LL iiikn vV ttkn L + = （9） VD1上的电流在开关管 VT1开通前下降到 0。 模态 5t4,t5：在 t4时刻，VD1上电流下降到 0， iVD1a达到电感电流 iL1，此阶段 iVD1a下降 VD1aoin 12m d d2 iVv tLLL = + （10） 模态 6t5,t6：在 t5时刻，开关管导通，在导通 期间， VD1a不是马上关断， 而是有个反向恢复过程， 但是由于 L1a漏感 Lk1a的存在， iVD1a的下降率由 Lk1a 决定，则其反向恢复电流可以得到很大的减轻。此 阶段的等量关系如下： in1 1a1 11m 1a1 1am1ao dd dd dd dd L LL L LL L vv ii uLL tt ii vLLV tt = =+ =+= （11） （a）模态 1 （b）模态 2 （c）模态 3 （d）模态 4 （e）模态 5 （f）模态 6 图 5 工作模态 Fig.5 Operating modes of the proposed rectifier 2.2 实现 ZCS 和续流二极管自然关断条件 如图 4 所示，续流二极管 VD1在开关管 VT1开 通前自然关断，当开关管 VT1开通时，由于 L1a漏 112 电 工 技 术 学 报 2010 年 5 月 感 Lk1a的存在，使得开关管电流 iVT1的上升率得到 限制，所以开关过程可近似为 ZCS 开通，VD1要自 然关断，其电流 iVD1必须在开关管再次导通前降为 零，则模态 4 中 iVD1必须满足如下条件 1 oin 2 1 1 () (1) kn Vv kn L + 1,avg1 s 0.5 (1) LL ii D T + （12） 式中 iL1,avg电感 L1的平均电流； iL1电感 L1的纹波电流。 假设输入电压为如下形式： in 2sinvVt=，则纹 波电流iL1如下： o 1s 1 2sin (1) L VVt iD T L = （13） PFC 电路的控制目标是控制 DC/DC 变换器的 输入电流 ig与输入电压 vin成比例， 从而使得输入阻 抗为纯阻性。即 in 1 e () L v f i R = （14） 输出功率 Po可以表示为 2 o e V P R = （15） 式中，Re为输入等效电阻；f(iL1)为输入电感电流 iL1 的函数，单周控制中的每个开关周期内有 11,peak () LL f ii= （16） 电感平均电流 iL1,avg为 o o 1,avg1,peak1in 2 1 s o 2sin 0.5 2 LLL VVtP iiiV L f VV = （17） 将式（13）和式（17）代入式（12）整理得 1am 2 1 1am LL L LL + o o s 2 o 1 2sin V P f VVVt （18） 代入 m1 1a LkL L=， 11a1 /nLL=得 n1 2 o 22 1 o o so (2sin) (1)(2sin) kVVVt kLV P fVVVt （19） 从式（19）可以看出在输入电压最低且满载的 时候， 变换器工作最恶劣， 因此在输入电压为 90V AC 满载的情况下，求得的匝比 n1与耦合系数 k 也 满足其他情况下变换器续流二极管的自然关断和开 关管的 ZCS。由式（9）可以看出耦合系数 k 越大， 续流二极管 VD1电流下降越快，越容易实现自然关 断。但是过大的 k 将导致过大的 n1，使得电感的体 积增大，且从式（5）中可知过大的 k 和 n1将使得 VD1a的电压应力过大；相反，若 k 过小，则不易实 现续流二极管VD1的自然关断， 且n1的取值亦过小， 使得 L1a的漏感 Lk1a过小，不利于 VD1a的关断。因 此，在 k 确定的情况下，n1尽量取大以得到较大的 漏感 Lk1a。图 6 为不同耦合系数下匝比随着时间变 化的曲线， 曲线的条件： Po=300W， V=90V， Vo=380V。 fs=100kHz，L1=800H。 图 6 耦合系数与匝比的关系 Fig.6 Turns ratio for different values of the coupling coefficient k 2.3 系统仿真 为了验证理论分析的正确性，用 Saber 软件构 建系统模型进行原理仿真，仿真参数为：V=115V AC ， L1=L2=840H ， n1=n2=10/56 ， k1=k2=0.46 ， Co=470F，Ro=480。 图 7 为 2nd DBPFC 电路的 Saber 仿真波形，从 图中可以看出，在开关管开通前二极管 iVD1为零， 说明二极管实现了自然关断，将电流转移到耦合支 路上去，又由于漏感的存在，减缓了耦合支路二极 图 7 系统仿真波形 Fig.7 Simulation of the circuit 第 25 卷第 5 期 王慧贞等 一种新型无桥 Boost PFC 电路 113 管 VD1a的反向恢复问题，iVD1a的反向恢复电流已 经很小。 3 实验验证 本文设计了一台 50Hz 300W 的单周期控制双 耦合电感 2nd DBPFC 变换器，开关管选取 Cool MOSTM SPW20N60S5，二极管 VD1（VD2） 、VD1a （VD2a）选用 TURBOSWITHTM STTA806D，普通 二极管 VD3（VD4）选用 DSEP8-06A，磁心选用 EI41，磁心绕组为 n1=n2=10/56。实验结果分析如下： 图 8 为升压二极管实现自然关断的实验波形， 如图 8b 所示二极管电流 iVD1实现了自然关断。 耦合 支路上二极管 VD1a也由于漏感的存在， 反向恢复电 流得到很大的限制，与图 8a 硬开关 DBPFC 相比， 几乎可以忽略反向恢复带来的影响，从而降低了损 耗，提高了整机的效率。 (a)硬开关时二极管 VD1电流 iVD1 (b)双耦合电感 2nd DBPFC 电流 图 8 二极管电流波形 Fig.8 Experimental waveforms of the diode currents iVD1a and iVD1 图 9 分别是在硬开关与双耦合电感情况下开关 管 VT1电压 vdVT1和电流 iVT1波形。 比较两图可以看 出， 双耦合电感 2nd DBPFC 开通电流尖峰明显比硬 开关 2nd DBPFC 减小， 且电压电流交叠区也比硬开 关 2nd DBPFC 小，实现了 ZCS，减小了开关管的损 耗。 (a) 硬开关 2nd DBPFC (b) 双耦合电感 2nd DBPFC 图 9 开关管电压和电流波形 Fig.9 Switching waveforms of the switch VT1 图 10a 为额定负载下，输入电压为 90V 时的输 入电压以及输入电流波形，图 10b 为额定负载下， 输入电压为 180V 时的输入电压以及输入电流波形。 实验证明输入电流能很好地跟踪输入电压，波形质 量较好，PF 值高，满载时均达 0.997。 (a) 90V 输入 (b) 180V 输入 图 10 输入电压和电流波形 Fig.10 Waveforms of the input current iin and the input voltage vin 图 11 为满载情况下，各次谐波与 EN 6100-3-2 Class-D 的比较，从图中可以看出：随着输入电压的 增加，各次谐波略有增加，但是都在 EN6100-3-2 的范围内，表明该变换器符合相关谐波标准。 图 12 为输入电压等于 115V 时，负载从轻载到 满载情况下硬开关 2nd DBPFC 与双耦合 2nd DBPFC 的 PF 值比较。从图中可以看出两变换器的 PF 值基本相同， 说明加了两条耦合支路对整个电路 图 11 不同输入电压下各次谐波与 EN 6100-3-2 的比较 Fig.11 Measured current harmonics compared with EN 6100-3-2 图 12 额定输入电压时两种电路 PF 值的比较 Fig.12 Measured power-factor with relation to the input voltage at 115V 114 电 工 技 术 学 报 2010 年 5 月 的 PF 值没有影响。 图 13 为硬开关 2nd DBPFC 电路与双耦合电感 2nd DBPFC 电路的效率比较，图 13a 为额定输入电 压时两种电路效率的比较，可以看出双耦合电感 2nd DBPFC 的效率明显比硬开关 2nd DBPFC 要高； 图 13b 为满载时两种变换器效率随输入电压变化的 曲线，曲线表明，双耦合电感 2nd DBPFC 的效率比硬 开关 2nd DBPFC 要高 1%3%，特别在输入低电压大 电流的情况下，二极管的反向恢复更严重，效率提升 更明显，随着输入电压的增加，效率趋于一致。 (a) 额定输入电压时两种电路效率随输出功率变化曲线 (b) 满载时两种电路效率随输入电压的变化曲线 图 13 两种电路效率的比较 Fig.13 Measured power efficiencies of two different circuits 4 共模干扰仿真分析 由于 DBPFC电路和传统Boost PFC电路的差模 干扰几乎相同11，因此，只要分析共模电压就可以 看出各个电路的 EMI 的严重程度。文献12从理论 上详细分析了这两种电路的共模干扰，结论是 DBPFC 电路比传统 Boost PFC 电路共模干扰大，并 通过实验验证。 由于理论分析主要集中在 1MHz 以下，故线路 中的寄生电感和寄生电阻均可忽略，而线路中的寄 生电容等效成各电气节点与大地间的寄生电容12， 图 14 为 2nd DBPFC 电路的共模噪声仿真模型， 其中 CVT1、CVT2为 MOSFET 与散热器（散热器接地）间 的寄生电容，取 25pF，CB1为直流母线与大地间寄生 电容与控制电路与大地间寄生电容之和，取 350pF， CB2为功率地与大地间的寄生电容，取 100pF，由于 半周期内整流二极管 VD3（VD4）处于导通状态，故 该节点处的寄生电容被短路，可以归入 CB2中。 图 14 2nd DBPFC 的共模仿真电路 Fig.14 CM simulation circuit of 2nd DBPFC 图 15 为无桥 Boost PFC 电路和传统 Boost PFC 电路的共模干扰 Saber 仿真波形。 (a) 传统 Boost PFC (b) DBPFC (c) 硬开关 2nd DBPFC (d) 双耦合电感 2nd DBPFC 图 15 传统 Boost PFC 与无桥 Boost PFC 共模噪声仿真 Fig.15 Simulation waveforms of traditional Boost PFC and bridgeless Boost PFC in CM 可以看出，2nd DBPFC 电路与传统 Boost PFC 电路的共模噪声几乎相等，而 DBPFC 比前两者要 大得多。双耦合电感 2nd DBPFC 与硬开关 2nd DBPFC 相比稍微小了一点，这说明该新型无桥 Boost PFC 电路的电磁干扰在无桥 Boost PFC 中是 最小的，且与传统 Boost PFC 电路相等。 5 结论 本文首先详细分析了双耦合电感 2nd DBPFC 变换器的工作原理，讨论了变换器实现开关管 ZCS 和升压二极管自然关断的条件。并且用 Saber 建立 了系统原理模型，对系统进行了仿真。根据理论分 析设计了一台 300W 实验样机，实验结果表明升压 二极管能自然关断，耦合支路由于漏感的存在减缓 了二极管反向恢复问题，开关管能实现 ZCS。实验 第 25 卷第 5 期 王慧贞等 一种新型无桥 Boost PFC 电路 115 样机的输入谐波电流满足 EN 6100-3-2 Class-D。同 时对硬开关 2nd DBPFC 和双耦合 2nd DBPFC 在效 率和 PF 值方面做了比较，结果与理论分析一致。 最后通过 Saber 仿真得出 2nd DBPFC 电路的共模干 扰与传统 Boost PFC 相当，比 DBPFC 电路小。 参考文献 1 Lu B, Dong W, Zhao Q, et al. 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