基于单片机的开关电源设计

毕业设计材料之二（1）安徽工程大学本科毕业设计专 业： 电气工程及其自动化 题 目： 基于单片机的开关电源 设计 作 者 姓 名： 汪强 导师及职称： 袁一鸣（讲师） 导师所在单位：安徽工程大学电气工程学院2012年 6 月 13 日安徽工程大学本科毕业设计任务书 2012 届 电气工程 学院 电气工程及其自动化 专业学生姓名： 汪强 毕业设计题目中文：基于单片机的开关电源设计英文：Design of Switching Power Supply based on MCS 原始资料：输入电压：220V(AC）输出电压：0-30V(DC)最大输出功率：420W 毕业设计任务内容1、课题研究的意义开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。 开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。2、本课题研究的主要内容：用单片机作为控制器结合专用的PWM集成电路，设计一台高频开关电电源。该开关电源应用于小功率负载。主要内容包括：数字式PWM的产生及控制方式、镇流电路设计、逆变电路设计、软件部分设计等。3、提交的成果：（1）毕业设计正文；（2）电器原理图；（3）一篇引用的外文文献及其译文；（4）附10篇主要参考文献的题录及摘要。（5）部分主要源程序指导教师（签字） 教研室主任（签字）批 准 日 期2012年1月5日接受任务书日期2012年1月10日完 成 日 期2012年6月13日接受任务书学生（签字摘要本次设计的主要目的是实现一个开关电源，开关电源在日常生活中应用非常广泛，比如电视机、电脑、冰箱以及其他常用的电子产品都需要开关电源，如今是数字化时代，用单片机实现电子产品十分方便，所以在这次设计中使用了单片机实现。本设计提出了一种基于脉冲宽度调制(PWM)高效率、低功耗开关电源直流电压转换器的设计方法, 采用全桥、降压、推挽回路为主电路拓扑，单片机对输出电压和电流进行采样形成高精度的电压电流反馈。在设计中对输入进行了滤波同时还进行了输入保护的设计，对功率变换电路进行了着重介绍,逆变电路使用MOSFET斩波电路进行逆变，对高频变压器的相关参数进行了计算，使用IR2110对MOSFET斩波电路进行驱动。单片机控制部分使用80C51单片机进行控制，对反馈的电压值进行显示，可以通过键盘对输出电压值进行设定实现人机交换。单片机将设定值传输给PWM控制器，通过PWM控制器控制MOSFET斩波电路从而控制输出，PWM控制器使用TL494, 本次设计中使用的控制策略为PID算法。关键词： TL494；脉宽调制；开关电源；PWM；MOSFET斩波AbstractThis design of main purpose is to achieve a switching power supply, switching power supply is widely used in daily life in, such as televisions, computers, refrigerator and other commonly used electronic products require power supply, now is The digital age, electronic products achieved with SCM very convenient, so the design used in this MCU. This design is a design method of DC voltage switching power is proposed which is based on PWM modulates and has high efficiency and low power loss. It uses entire bridge, voltage dropping and push-pull to return route as primarily electric circuit topology. MCU carries on the sampling to the output voltage and the electric current to form a high accuracy voltage and current feedback.In the design while filtering the input we also make an Input protection design. The design focuses on the power conversion circuit. Inverter circuit uses MOSFET chopper circuit to inverter. Calculate the relevant parameters of high frequency transformer. Use Ir2110 to drive the MOSFET chopper circuit.MCU control part uses 80C51. MCU shows the feedback voltage. In order to achieve human-computer exchange the design through the keyboard to setting the output voltage. MCU will set the value transmitted to the PWM controller. IN order to control the output voltage. The design uses the PWM controller to control the MOSFET chopper circuit. The PWM controller is TL494. The control strategy is used by the PID algorithm.KEYWORDS: TL494; Pulse Width Modulation; Switching power supply; PWM; MOSFET chopper circuit.目录第1章绪论41.1 开关电源工作原理41.2 开关电源的组成51.3 开关电源的特点51.4 开关电源发展方向5第2章 系统的总体设计72.1 方案论证72.2 主体思路82.3 软件设计思路10第3章 系统硬件设计113.1 隔离式高频开关电源113.2 输入电路设计113.3 功率变换电路设计133.4功率管MOSFET及其驱动183.5输出电路设计233.6 PWM控制电路263.7单片机控制电路30第4章 软件设计344.1总体编程思想344.2键盘防抖动子程序344.3 数码显示子程序354.4采样子程序设计364.5中断处理程序设计374.6 PID控制算法384.7数字滤波38参考文献40结论与展望41致 谢42附录1电气原理图43附录2外文文献及译文47附录3参考文献摘要53附录4部分程序代码55插图清单图1-1开关电源的工作原理4图2-1开关电源的一般框图7图2-2非隔离式DC-DC结构7图2-3隔离式DC-DC结构8图2-4系统总框图1图3-1开关电源的基本功能框图11图3-2输入电路原理图11图3-3热敏电阻的温度系数13图3-4典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构14图3-5推挽式开关变压器电源各主要工作点的电压、电流波形14图3-6典型的MOSFET曲线19图3-7 2110驱动电路20图3-8 IR2110的内部结构21图3-9用于驱动板桥的电路21图3-10产生共态导通现像两只功率输出的波形23图3-11 PWM简单的LC滤波网络23图3-12 Vin和Vout波形图24图3-13 Vout与占空比D的关系24图3-14电压反馈回路及PWM的响应波形26图3-15TL494内部原理图27图3-16 TL494输出波形图28图3-17单端输出和推挽输出连接方式29图3-18 误差放大器和电流检测放大器连接图29图3-19 ADC0832管脚图30图3-20 ADC0832与单片机的接口电路31图3-21四位数码显示电路32图4-1显示子程序流程图36图4-2单片机闭环控制系统框图1插表清单表3- 1 EE型磁芯参数16第1章绪论1.1 开关电源工作原理开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比调整输出电压，开关电源的工作原理可以用图1-1进行说明。图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管，若使开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波后就可得到稳定的直流输出电压Uo。 (a) 电路图；(b) 波形图图1-1开关电源的工作原理为方便分析开关电源电路，定义脉冲占空比如下 (1-1)式中，T表示开关S的开关重复周期；TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间。开关电源直流输出电压Uo与输入电压Ui之间有如下关系：Uo=UiD (1-2)由式(1-1)和式(1-2)可以看出，若开关周期T一定，改变开关S的导通时间，即可改变脉冲占空比D，从而达到调节输出电压的目的。T不变，只改变来实现占空比调节的稳压方式叫做脉冲宽度调制(PWM)。由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比较容易设计，易实现最优化，因此PWM式开关电源用得较多。若保持不变，利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节，从而实现输出直流电压Uo稳压的方法，称做脉冲频率调制(PFM)。由于该方式的开关频率不固定，因此输出滤波电路的设计不易实现最优化。既改变，又改变T，实现脉冲占空比调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节的稳压方式均有应用。1.2 开关电源的组成开关电源的基本组成所示。其中DC/DC变换器用以进行功率变换，它是开关电源的核心部分；驱动器是开关信号的放大部分，对来自信号源的开关信号进行放大和整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制信号，该信号由它激或自激电路产生，可以是PWM信号、 PFM信号或其他信号；比较放大器对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开关信号的幅值、 频率、 波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，以达到稳定输出电压值的目的。除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动、 过流过压保护、 输入滤波、 输出采样、 功能指示等电路。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差通过误差放大器进行放大，控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间，从而调整输出电压。DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。开关电源的负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定，所以可以通过提高开关频率、 降低输出滤波器LC的方法来改善瞬态响应特性。1.3 开关电源的特点开关电源具有如下特点：(1) 效率高。开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整管的功耗小，效率高，一般在80%90%，高的可达90%以上；(2) 重量轻。由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的漆包线和硅钢片，从而使其重量只有同容量线性电源的1/5，体积也大大缩小了；(3) 稳压范围宽。开关电源的交流输入电压在90270 V内变化时，输出电压的变化在2%以下。合理设计开关电源电路，还可使稳压范围更宽并保证开关电源的高效率；（4）安全可靠。在开关电源中，由于可以方便地设置各种形式的保护电路，因此当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保障其功能可靠； (5) 功耗小。由于开关电源的工作频率高，一般在20 kHz以上，因此滤波元件的数值可以大大减小，从而减小功耗；特别是，由于功率开关管工作在开关状态，损耗小，不需要采用大面积散热器，电源温升低，周围元件不致因长期工作在高温环境而损坏，因此采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性2。1.4 开关电源发展方向开关电源产品的技术发展动向是高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化、小型、薄型、轻运化。由于电源轻、小、薄的关键是高频化，因此国外目前都在致力于同步开发新型高智能元器件，特别是改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，并同时采用SMT技术在电路板两面布置元件以确保开关电源的轻、小、薄。 （1）高效电源管理从以前的线性设计到当今的开关电源设计，是高效电源发展的一种集中体现。各国积极倡导节能环保而纷纷制定的高效电源规范，也是推动高效节能电源、低待机能耗产品应用的主要动力。尤其是未来越来越多的中国产品将出口到国外，需要满足欧美等国的电源标准，这将促进中国企业对高效电源的需求。对于便携式电源管理，效率尤为重要。 （2）低功耗随着各种整机设备市场规模的不断增长和社会对环保问题的日益重视，功耗问题逐渐成为关注热点，电源管理和电源控制市场成为整个半导体产业中最为活跃的领域之一，降低电子产品功耗这一需求，将推动电源管理器件市场的稳步发展。 （3）智能化运用电源管理程序实现节电控制也是非常有效而可行的方法，目前大多数笔记本，普遍采用这种智能节电管理技术，它是利用软件的方法对各主要耗电部件的用电状态控制，对暂不工作的部件减少甚至停止供电。 （4）高集成便携式应用的空间十分有限，这就迫使电源供应商把更多功能集成到更小的封装内，或者把多路电压转换集成到单芯片封装内。在日益竞争的时代，提供高效整合体积的解决方案势在必行，且应以整体电源方案为用户降低成本，提升效能与可靠度。 （5）多功能2005年，美国国家半导体公司(NS)宣布推出一款可为先进应用及通信处理器提供供电的电源管理产品。它具有可编程的灵活性，可为采用ARM技术的应用及通信处提供稳定的供电。它的电源管理单元Flex PMU是一个单芯片的解决方案，设有一个在一起的供电区。第2章 系统的总体设计2.1 方案论证开关电源具有较快的发展，从而产生了不同的设计思路。开关电源的一般结构框图如图2-1所示，本设计通过对不同的方案的对比得出了最佳方案的设计。图2-1开关电源的一般框图 2.1.1 DC-DC主回路拓扑结构方案一：主回路采用非隔离推挽式拓扑结构（如图2-2所示），只能获得低于输入电压的输出电压，且输出电压与输入电压不隔离，容易引起触电事故。图2-2非隔离式DC-DC结构 方案二：主回路采用隔离推挽式拓扑结构（如图2-3所示），输入与输出电气不相连，通过开关变压器的磁偶合方式传递能量，适合实验室使用。本设计采用方案二。图2-3隔离式DC-DC结构 2.1.2控制方法及实现方案方案一:采用脉冲频率调制FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脉冲宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。输出电压的调节范围大，但要求滤波电路必须在宽频带下工作。方案二：采用脉冲宽度调制PWM（Pulse Wildth Modulation）的控制方式，其特征是固定开关的频率，通过改变脉冲宽度改变占空比控制型效率高并具有良好的输出电压和噪声。基于上述考滤及题目的具体要求，本设计选用PWM调制方式2。2.1.3 提高效率的方法及实现方案针对提高效率的问题，使用了如下两种方案。方案一：降低开关变压器次级的输出整流管VD2的损耗，进而提高变换效率。可以选择肖特基二极管，其正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。方案二：使斩波器斩波频率与开关变压器的频率相匹配。改变控制器的开关频率使得开关变压器的磁损耗达到最小，以提高电源的转换效率。2.2 主体思路采用80C51单片机对基于控制PWM的不对称半桥式功率变换器的数字控制， 实现直流输出电压的设定和步进的连续调整，最大输出电流为5A。系统主要包括控制开关电源模拟电路部分和单片机组成的数控部分。系统框图如图2-4所示图2-4系统总框图输入电路部分：首先由一个压敏电阻对输入的市电进行尖峰电压限幅，然后由一个扼流线圈对输入浪涌电流进行限流，再由全桥整流滤波电路将输入电压转化成300V直流电压。功率变换部分：本设计选用隔离式开关变压器，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件，并通过MOSFET功率管对300V直流电压进行PWM斩波，送入到高频开关变压器进行功率的变换及传送。驱动电路部分：高压侧MOSFET选用IRFPF50，低压侧选用IRF540和IRF5305。MOSFET的工作需要有专用的驱动电路，由MOSFET的各个参数算出选择IR2110作为MOSFET的驱动电路。IR2110是多通道，输出电流为2A的MOSFET驱动芯片，其各个指标都满足本设计的要求。输出电路部分：高频开关变压器变送过来的高频脉动电动势不能直接用于输出，需要对功率PWM波进行高频整流滤波。由PWM控制器的输出PWM的频率可知，整流管的开关频率必须大于500KHz。又由于输出电流较大，整流管的压降损耗严重，因此要选择低导通压降的快恢复二极管。经过元器件的选型与比较，本设计选用MUR3060PT肖特基二极管。MUR3060PT肖特基二极管正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。PWM控制部分：由开关电源专用控制芯片TL494控制PWM的输出，TL494的振荡频率由其5、6引脚的RC值决定，约为f=1.1/（RC）。振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM 比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM 比较器进行比较，输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时，TL494 输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间Ton ，达到调节、稳定输出电压的目的反馈检测部分：输出电压经过电压采样、电流采样后送到TL494的反馈输入端，从而达到控制脉冲宽度的调制。脉冲调宽电压可由3 脚直接送入的电压来控制，也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM 比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反馈稳压和过流保护。信号给定部分：本设计选用单片机控制系统的工作。89C51单片机主要是对功率电路的控制和对输出电压、电流的采样反馈。信号的给定则用PWM的方式进行D/A输出，对PWM进行二阶滤波后，信号的输出电压Uo=DU，其中U为PWM波形的高电平值。PWM选用16位计数方式，则D/A的分辨率为1/65535，此分辨率完全满足了本设计的要求。2.3 软件设计思路单片机根据键盘输入值和取样值之间的差值，修改脉冲占空比，并输出控制功率开关管，以便得到期望的输出电压值，并根据A/D转换器所采样的电压和键盘输入比较，根据差值调用PID算法再次修改脉宽使输出电压稳定。开关变换器采用磁铁心电感作为储能元件，在功率开关管导通时，电感储能，在开关管截止时，电感释放能量给负载。单片机定时采样输出端的电压，通过ADC0832送进单片机进行处理，单片机根据处理结果输出更新的控制信号，经过光电耦合器滤除干扰后输出控制信号控制功率开关管工作状态。在本系统中，用户可以根据需要从键盘输入期望的电压，单片机会根据键盘输入与采样电压的差值，更新脉宽，使电源输出相应电压，更新脉宽后，单片机会马上调用PID控制算法，对输出电压进行稳定控制。 闭环时，电源自动进行脉宽调制，当系统读取到键盘预置的电压变化时，先将键盘输入值和从输出端的取样值相比较，假设当前键盘输入为10v，从输出端取样的值为6v，差值为4v，则系统会根据这个差值，更新脉宽使得输出端电压上升为10v；同样，当键盘输入为6v，输出端取样值为10v，差值为-4v，系统会根据算法，将占空比减小以使输出电压变小，这就是系统脉宽调制过程。同时，电源可以自动稳压，假定在某一正常状态下，输出为V0，反馈电压问Vf（Vf=V0），用户设定电压为Vs，当V0=Vs时，偏差为0，单片机不进行脉宽更新，当电网波动导致输出增加时，即V0Vs时,单片机采样的电压也增加，单片机根据偏差修改占空比使导通时间变小，从而使电压下降，同样当电网波动使输出电压下降时，即V02Qg/(VCC-10-1.5)。例如 FUJI50A/600VIGBT 充分导通时所需要的栅电荷Qg=250nC（可由特性曲线查得），VCC=15V，那么C1=2250109/(15101.5)=1.410-7F （3-18）可取C1=0.22F 或更大一点的，且耐压大于35V 的钽电容。（2）悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)当最长的导通时间结束时，功率器件的门极电压Vge 仍必须足够高，即必须满足式（1）的约束关系。不论PM 还是IGBT，因为绝缘门极输入阻抗比较高，假设栅电容（Cge）充电后，在VCC=15V 时有15A 的漏电流（IgQs）从C1 中抽取。取Qg=250nC，U=VCC101.5=3.5V，Qavail=UC=3.50.22=0.77C。则过剩电荷Q=0.770.25=0.52C，Uc=Q/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=102.36=12.36V。由U=Uc 及栅极输入阻抗R=1M 可求出t（即ton(max)），由=1.236 可求出ton(max)=1060.22106ln1.236=46.6ms（3）悬浮驱动的最窄导通时间ton(min)在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够充足够的电荷，以满足Cge 所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton(min)考虑，自举电容应足够小。综上所述，在选择自举电容大小时应综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。从功率器件的工作频率、开关速度、门极特性进行选择，估算后经调试而定。（4）自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管10。 3.4.3死区时间的设计在设计过程中，MOSFET开关功率管经常烧坏，是由于两组功率管同时导通时，功率开关变压器初级绕组一个给磁心正向激磁，另一个给磁心反向激磁，相互抵消。这样一来，功率开关变压器的次级无感应电压产生，输出端无直流电压流出；而且，功率开关变压器初级的两个对称绕组将输入直流电源电压直接短路到两只功率开关的集电极发射极之间，使集电极峰值电流急剧增加，严重时两只功率开关同时电流击穿而被损坏。如图3-10所示为产生共态导通现像两只功率输出的波形：图3-10产生共态导通现像两只功率输出的波形为解决如上图所示的死区时间的问题，我们使用TL494芯片，其4脚是控制死区时间引脚。在该脚上接上不同的电电压值就可以设置不同的死区时间。当该引脚接地时，死区时间约占总周期的3-5%。3.5输出电路设计3.5.1PWM滤波电路设计PWM是一种周期固定，而高低电平占空比可调的方波信号。PWM通过简单的LC滤波网络可以得到与信号占空比成线性关系的直接电压，从而实现电压转换。如图3- 2所示：图3-11 PWM简单的LC滤波网络滤波电路中的R，C参数与PWM的周期以及直流电压的精度要求直接相关，必须从理论上详细分析。假设PWM波的频率为f，高电平电压为V，占空比为a。如果RC网络的时间常数远大于PWM波的周期T，Vin和Vout波形如图3-12所示：图3-12 Vin和Vout波形图处于瞬态时，Vin在高电平持续时间内向电容充电，电容积累电荷，在低电平持续电间内电容向Vin放电，电容释放电荷。电容积累的电荷数多于释放的电荷数。因此电容电容两端的直波电压不断爬升，最终达到稳态。处于稳态时，电容积累的电荷与释放的电荷数量相等，因此电压会在一个稳定的电压值附近做小幅度的波动，忽略这样的纹波，则电容两端的电压与PWM占空比呈线性关系。如图3-13所示：图3-13 Vout与占空比D的关系当tTh时，电容充电，电容两端电压表示为： （3-19）由于T=(Th+Tl)R1C1，所以t/(R1C1)Th且t8;TL0=tim0;PWM=PWM 4.6 PID控制算法设计原理：采用单片机作为控制器的闭环系统，它是由89C51单片机系统通过A/D电路采集过程变量V，并根据有关的算法控制变量u，通过输出PWM控制脉冲到执行机构，使过程变量稳定在设定的值上。PID调节规律可以通过数值公式： 近似计算。其中：为PID参数，y0为本次采样值，y1为上次采样值，y2为上两次采样值。，r为设定值，u为控制量的增量。AD转换采样的电压转换为0到255之间的数字量，设定的值要转换为对应的数字量，本电源在0到30伏可调，那么需要把0到30伏转换为0到255的数字量，转换公式为30*255/30=255，即255对应30V，经转换以后就可以相互比较。图4-4单片机闭环控制系统框图4.7数字滤波数字滤波就是把n组采样值相加，然后取其算术平均值作为本次有效的采样信号，即：y n =1/n e（j）数字滤波适用于有随机干扰的信号的滤波，适合于信号本身在某一数值范围附近上下波动的情况。由于随机干扰信号在很多情况下可近似认为是统计平均值为零的白噪声，因此采用求平均值的方法可以消除随机干扰，实现对采样信号的平滑加工。但数字滤波可提高平滑度，但系统的灵敏度随之降低。采样次数n的取值随被控对象的不同而不同。对于PID差值，同样是采用取平均值的方式处理。本采样程序中，数字滤波算法为：n+;/采样次数值=ADC0832();/采样值 ;/采样值相加if(n19)n=0; 0=s/20;/求平均值s=0;PID差值的滤波u0=(u0*3+u)/4;/u控制增量，假设当前控制增量为u0，则取4次平均值参考文献1 张占松 蔡宣三 开关电源的原理与设计M 北京：电子工业出版社 19982 王志强等译 开关电源设计M 北京：电子工业出版社 20053 林士伟 董亚春 基于C8051F410片上系统智能开关电源的设计J 吉林化工学院学报 2012-03-15 4 王兆安 刘进军 电力电子技术M 北京：机械工业出版社 20095 张亚苏 张争光 浅谈开关电源如何抑制电磁干扰J 中国新技术新产品 2012-03-256 刘胜利 现代高频开关电源实用技术M 北京：电子工业出版社 20017 周志敏 开关电源实用技术M 北京：人民邮电出版社 20058 薛锋 PWM开关电源及技术改进J 科技传播 2011-10-239 Division of Motorola SWITCHMODETM Power Supplies Reference Manual and Design GiudeM 199910 Wahlers R L;Huang C Y D;Heinz M R Low profile LTCCtransformersR 200211 康少华 解亚 杨成禹 吴学深 王爱荣 基于UC2843的双反馈多输出开关电源设计J 军事交通学院学报 2012-03-2512 吴爱春 基于高性能单片机的功率直流开关电源的设计J 硅谷 2012-02-0813 罗军 计算机开关电源技术研究j 电脑编程技巧与维护 2011-11-1814 杨玉芳 项安 开关电源中的滤波技术J 中国新技术新产品 2011-11-2515 秦逸平 袁惠娟 基于TL494PWM控制的电动车开关电源设计J 大众科技 2011-11-2016 王星 直流开关电源的新技术应用与发展J 山西电子技术 2012-02-1517 黄靖 基于模糊PID控制的开关电源并联供电系统设计J 河南城建学院学报 2011-11-1518 Brown Laszlo Practical Considerations for MOSFET Gate Drive Techniques in high Speed Switch-mode Application Seminar APEC99 .March 1999 结论与展望本文设计利用单片机实现对开关电源的智能控制，实现智能化开关电源的制作。通过键盘预置电压，控制单片机进行脉宽调制，使输出电压在大范围内可调。应用这个结论，采用工作频率更高，位数更高的单片机可以制作性能更加优越，工作频率更高的、智能化程度更高的开关电源，比如说，利用单片机，可以控制当电源长时间不使用时，自动关闭电源；如果采用片内带模数转换器的单片机，可以大大简化电源结构；还可以通过单片机软件控制，实现电源的智能保护，可以设定某个规定的电压或者电流，当超过该电压或者电流时，单片机关断开关管，电源不再工作，以便保护电源。而且单片机还可以扩展许多的功能。致 谢在本次设计以及论文撰写过程中，得到了袁一鸣老师的热心指导，老师严谨的治学态度，使我深受教育，在此要非常的感谢老师，同时也要感谢所有热心相助的同学们。在此表示衷心的感谢。谢谢你们！本次设计过程中，从资料准备，方案设计，调试的整个过程当中，查阅了许多的资料，学到了许多宝贵的知识，并在设计实践的过程中，不断验证，对知识有更加正确的理解，掌握了正确的实践研究方法，为日后继续的学习和进步，打下了良好的基础。当然，某些方面的知识准备的不够，许多知识还要在以后的工作、学习当中不断的积累，学无止镜。在设计过程中，遇到了许多的难题，经过老师的精心指导，都得以一一解决，也正是在解决这些困难的过程中，才慢慢的掌握了合理的研究方法，合理的设计思想，这是本次毕业设计一个很大的收获。作者： 2012年6月13日附录1电气原理图附图1单片机显示和键盘电路设计附图2 主功率变换电路原理图附图3 驱动电路原理图附图4 控制电路原理图附录2外文文献及译文Power Electronics Electromagnetic CompatibilityThe electromagnetic compatibility issues in power electronic systems are essentially the high levels of conducted electromagnetic interference (EMI) noise because of the fast switching actions of the power semiconductor devices. The advent of high-frequency, high-power switching devices resulted in the widespread application of power electronic converters for human productions and livings. The high-power rating and the high-switching frequency of the actions might result in severe conducted EMI. Particularly, with the international and national EMC regulations have become more strictly, modeling and prediction of EMI issues has been an important research topic.By evaluating different methodologies of conducted EMI modeling and prediction for power converter systems includes the following two primary limitations: 1) Due to different applications, some of the existing EMI modeling methods are only valid for specific applications, which results in inadequate generality. 2) Since most EMI studies are based on the qualitative and simplified quantitative models, modeling accuracy of both magnitude and frequency cannot meet the requirement of the full-span EMI quantification studies, which results in worse accuracy. Supported by National Natural Science Foundation of China under Grant 50421703, this dissertation aims to achieve an accurate prediction and a general methodology. Several works including the EMI mechanisms and the EMI quantification computations are developed for power electronic systems. The main contents and originalities in this research can be summarized as follows.I. Investigations on General Circuit Models and EMI Coupling ModesIn order to efficiently analyze and design EMI filter, the conducted EMI noise is traditional decoupled to common-mode (CM) and differential-mode (DM) components. This decoupling is based on the assumption that EMI propagation paths have perfectly balanced and time-invariant circuit structures. In a practical case, power converters usually present inevitable unsymmetrical or time-variant characteristics due to the existence of semiconductor switches. So DM and CM components can not be totally decoupled and they can transform to each other. Therefore, the mode transformation led to another new mode of EMI: mixed-mode EMI. In order to understand fundamental mechanisms by which the mixed-mode EMI noise is excited and coupled, this dissertation proposes the general concept of lumped circuit model for representing the EMI noise mechanism for power electronic converters. The effects of unbalanced noise source impedances on EMI mode transformation are analyzed. The mode transformations between CM and DM components are modeled. The fundamental mechanism of the on-intrinsic EMI is first investigated for a switched mode power supply converter. In discontinuous conduction mode, the DM noise is highly dependent on CM noise because of the unbalanced diode-bridge conduction. It is shown that with the suitable and justified model, many practical filters pertinent to mixed-mode EMI are investigated, and the noise attenuation can also be derived theoretically. These investigations can provide a guideline for full understanding of the EMI mechanism and accuracy modeling in power electronic converters. (Publications: A new technique for modeling and analysis of mixed-mode conducted EMI noise, IEEE Transactions on Power Electronics, 2004; Study of differential-mode EMI of switching power supplies with rectifier front-end, Transactions of China Electro technical Society, 2006)II. Identification of Essential Coupling Path Models for Conducted EMI PredictionConducted EMI prediction problem is essentially the problem of EMI noise source modeling and EMI noise propagation path modeling. These modeling methods can be classified into two approaches, mathematics-based method and measurement-based method. The mathematics method is very time-consuming because the circuit models are very complicated. The measurement method is only valid for specific circuit that is conveniently to be measured, and is lack of generality and impracticability. This dissertation proposes a novel modeling concept, called essential coupling path models, derived from a circuit theoretical viewpoint, means that the simplest models contain the dominant noise sources and the dominant noise coupling paths, which can provide a full feature of the EMI generations. Applying the new idea, this work investigates the conducted EMI coupling in an AC/DC half-bridge converter. Three modes of conducted EMI noise are identified by time domain measurements. The lumped circuit models are derived to describe the essential coupling paths based on the identification of the EMI coupling modes. Meanwhile, this study illustrates the extraction of the parameters in the afore-described models by measurements, and demonstrates the significance of each coupling path in producing conducted EMI. It is shown that the proposed method is very effective and accurate in identifying and capturing EMI features. The equivalent models of EMI noise are sorted out by just a few simple measurements. Under these approaches, EMI performance can be predicted together with the filtering strategies. (Publications: Identification of essential coupling path models for conducted EMI prediction i