《高等电力电子技术》第七章

AdvancedPowerElectronics,高等电力电子技术,第7章软开关变换器,7.1概述7.2零转换PWM变换器7.3移相控制ZVSPWM全桥变换器7.4移相控制ZVZCSPWM全桥变换器,7.1概述,主要内容7.1.1功率器件的开关过程7.1.2软开关的分类及特征,MOSFET、IGBT等新型全控型、高速电力电子器件的出现，使得开关式稳压电源的高频化成为可能。随着开关频率的提高，一方面开关管的开关损耗成正比地上升，使电路的效率大大的降低，从而使变换器处理功率的能力大幅地下降；另一方面，系统会对外产生严重的电磁干扰（EMI）。软开关技术的应用使电力电子变换器可以具有更高的效率，功率密度和可靠性同时得到提高，并有效的减小电能变换装置引起的电磁污染和噪声等。,7.1概述,7.1.1功率器件的开关过程,功率变换电路中，每只开关管在每个开关周期都要开通与关断一次,a)开通过程,b)关断过程,开关管开关过程中产生的开通损耗和关断损耗统称为开关损耗，开关损耗可由下式算出。,最终得,7.1.1功率器件的开关过程,7.1.2软开关的分类及特征,软开关电路中典型的开关过程如下图所示。,a)开通过程,b)关断过程,使开关开通前其两端电压为零，则开关开通时就不会产生损耗和噪声，这种开通方式称为零电压开通，简称零电压开关；使开关关断前流过其电流为零，则开关关断时也不会产生损耗和噪声，这种关断方式称为零电流关断，简称零电流开关。零电压开通和零电流关断要靠电路中的谐振来实现。根据电路中主要的开关元件是零电压开通还是零电流关断，可以将软开关电路分成零电压电路和零电流电路两大类。根据软开关技术发展的历程可以将软开关电路分成全谐振型变换器或谐振型变换器、准谐振变换器、零开关PWM变换器、零转换PWM变换器和移相全桥PWM软开关变换器。,7.1.2软开关的分类及特征,谐振变换器实际上是负载谐振型变换器，LC振荡电路与负载串联或并联，将LC振荡电路的振荡电压或振荡电流加在负载上，使得电力电子器件可在零电压或零电流下开关，因而又称作负载谐振软开关变换器。,1.谐振变换器,2.准谐振变换器,准谐振变换器的出现是软开关技术的一次飞跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。,a)零电压准谐振基本开关单元b)零电流准谐振基本开关单元c)零电压多谐振基本开关单元,3.零开关PWM变换器,这类电路引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生于开关过程前后。,a)零电压开关PWM电路的基本开关单元,b)零电流开关PWM电路的基本开关单元,4.零转换PWM变换器,这类软开关电路还是采用辅助开关控制谐振的开始时刻，所不同的是，谐振电路是与主开关管并联的,a)零电压转换PWM变换器的基本开关单元(b)零电流转换PWM变换器的基本开关单元,5.移相控制软开关PWM全桥变换器,移相控制零电压PWM全桥变换器是最早出现的一种应用于中大功率场合的软开关变换器，通过利用开关器件的寄生参数实现其自身的零电压开关，以其无需附加元器件和具有低电压、低电流应力等特点，广泛用于高频大功率电路中。,7.2零转换PWM变换器,主要内容7.2.1基本的零电压转换PWM变换器7.2.2改进的零电压转换PWM变换器7.2.3基本的零电流转换PWM变换器7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,零电流转换（ZCT）PWM变换器，它利用谐振网络并联在开关上，使得电路中的有源开关和无源开关二者都实现零电流开关，而且不增加器件的电压、电流应力。以Boost型零电流转换PWM变换器为例来分析零电流转换PWM变换器的工作原理。为了简化分析，假设输入滤波电感L足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii；输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo；谐振电路是理想的，LrL；忽略半导体器件的管压降及二极管的反向恢复时间。,a）电路拓扑,b）工作波形,图7-10BoostZCT-PWM变换器电路拓扑与工作波形,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（1）t0t1阶段，工作模态1，等效电路如图7-7(a)所示。t0以前，主开关VTS和辅助开关VTS1断态，二极管VD导通。t0时刻，VTS1导通，电感Lr中电流线性上升，VD中的电流线性减小，t1时刻iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD在软开关下关断，进入下一阶段。,a)工作模态1,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（2）t1t2阶段，工作模态2，等效电路如图7-7(b)所示。t1时刻，iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD关断，Lr、Cr开始谐振，Cr中的能量开始向Lr转移，iLr继续增大，uCr开始下降，t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，进入下一阶段。,a)工作模态1,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（3）t2t3阶段，工作模态3，等效电路如图7-7(c)所示。t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，随后VDS导通给iLr续流并维持峰值，uCr维持零，直到t3时刻VTS1关断，进入下一阶段。,c)工作模态3,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（4）t3t4阶段，工作模态4，等效电路如图7-7(d)所示。t3时刻，VTS1关断，VD1导通，iLr和VDS中的电流开始下降，t4时刻，VDS中的电流下降到零，进入下一阶段。在t2t4时间段内，VTS的反并联二极管VDS在导通，这时开通VTS，VTS零电压导通。,d)工作模态4,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（5）t4t5阶段，工作模态5，等效电路如图7-7(e)所示。t4时刻，VDS中的电流下降到零，VTS开始导通，iVTs增大，iLr减小，t5时刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零，进入下一阶段。,e)工作模态5,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（6）t5t6阶段，工作模态6，等效电路如图7-7(f)所示。t5时刻，iLr下降到零，iVTs上升到Ii，VTS为输入电流提供续流回路。该状态维持到t6时刻，VTS关断，进入下一阶段。（7）t6t7阶段，工作模态7，等效电路如图7-7(g)所示。t6时刻，VTS在谐振电容的作用下软关断，随后谐振电容两端电压uCr即VTS两端电压线性上升，t7时刻，uCr上升至Uo，随后VD导通，进入下一阶段。,f)工作模态6,g)工作模态7,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,（8）t7t8阶段，工作模态8，等效电路如图7-7(h)所示。t7时刻，VD导通，uCr电压被箝在Uo，直到t8时刻，VTS1导通，进入下一个工作周期。,h)工作模态8,7.2.1基本的零电压转换PWM变换器,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,基本的BoostZVTPWM变换器的主开关管是零电压开通，提高了变换器的效率，但辅助开关管仍为硬开关。因此，人们又提出多种改进的BoostZVT-PWM变换器拓扑，图7-8a给出其中一种简单的拓扑。图7-8a所示的电路与基本的BoostZVTPWM变换器相比，只是在辅助谐振电路中增加了一个电容（）和两个二极管（和），但可实现主开关管与辅助开关管的软开关，其工作波形如图7-8b所示。为了简化分析，做出类似基本零电压转换PWM变换器的假设。,图7-8改进的BoostZVT-PWM变换器及其工作波形a）电路拓扑b)工作波形,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,电路一个工作周期共有9个工作阶段，对应9种工作模态，各工作模态分析如下：,a）工作模态1,（1）阶段，工作模态1，等效电路如图7-9a所示。时刻，辅助开关管受控开通，流过Boost二极管VD的电流开始向辅助开关管、谐振电感转移，该阶段谐振电感中的电流上升斜率为，直至时刻，,，电路进入下一工作阶段。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,b）工作模态2,（2）阶段，工作模态2，等效电路如图7-9b所示。时刻，Boost二极管VD电流过零关断，谐振电容（包括的集射结电容）和谐振电感谐振，继续上升，下降，该阶段按的规律变化，时刻，上升到最大值，下降到零，电路进入下一工作阶段。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,c）工作模态3,（3）阶段，工作模态3，等效电路如图7-9c所示。时刻，下降到零，导通，主开关管的端电压被钳位于-0.7V，该阶段维持不变，在该阶段开通，零电压开通，时刻，关断，电路进入下一工作阶段。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,d）工作模态4,（4）阶段，工作模态4，等效电路如图7-9d所示。时刻，辅助开关管受控关断，由于向吸收电容及辅助管结电容谐振充电，辅助开关管关断时电压上升的速度变慢，实现了关断缓冲，该阶段时刻，中的电流下降到零，开始流过电流，电路进入下一工作阶段。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,e）工作模态5f）工作模态6,（5）阶段，工作模态5，等效电路如图7-9e所示。时刻，开始流过电流，Lr与CB、CDS1继续谐振，t5时刻，、谐振到等于Uo，VD2导通，电路进入下一工作阶段。（6）阶段，工作模态6，等效电路如图7-9f所示。t5时刻，VD2导通,、被钳位于Uo，Lr通过VD1、VD2和VD3向负载释放能量，t6时刻iLr=0，电路进入下一阶段。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,g）工作模态7,（7）t0t7阶段，工作模态7，t6时刻，iLr下降为零，VD1、VD2、VD3电流过零关断,输入电源通过导通的主开关管VTS继续给L1充电，该阶段等效电路如图7-9g所示。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,h）工作模态8i）工作模态9,（8）t7t8阶段，工作模态8，等效电路如图7-9h所示。t7时刻，主开关管VTS受控关断，iL1向Cr充电，uCr上升；由于uCB+uCr=Uo，uCr上升使下降，即L1向CB反向充电，VD2导通，t8时刻，uCr=Uo，uCB=0，VD导通，电路进入下一工作阶段。该阶段内辅助开关管VTS1的缓冲电容CB电压无损回零，实现了无损吸收。另外，CB对主管VTS的关断也起到了缓冲作用。（9）t8t9阶段，工作模态9，等效电路如图7-9)所示。t8时刻，Boost二极管VD开通，并保持uCr=Uo，uCB=0。,7.2.2改进的零电压转换PWM变换器,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,零电流转换（ZCT）PWM变换器，它利用谐振网络并联在开关上，使得电路中的有源开关和无源开关二者都实现零电流开关，而且不增加器件的电压、电流应力。理论上说，只要在基本的DC/DC变换器的开关上并联可控的串联谐振环节就能得到相应的零电流转换PWM变换器。以Boost型零电流转换PWM变换器为例来分析零电流转换PWM变换器的工作原理。Boost型零电流转换PWM变换器的电路拓扑如图7-10a所示，主要工作波形如图7-10b所示。为了简化分析，做出类似基本零电压转换PWM变换器的假设。,图7-10BoostZCT-PWM变换器电路拓扑与工作波形a）电路拓扑b）工作波形,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,a）工作模态1,（1）t0t1阶段，工作模态1，等效电路如图7-11a。t0以前，主开关VTS通态、辅助开关VTS1断态，二极管VD断态，uCr=-Uo。t0时刻，VTS1导通，Cr、Lr谐振，iLr上升，uCr反向减小，同时iVTs减小，t1时刻，iVTs减小到零，进入下一工作阶段。,电路稳态时，一个开关周期内有7个不同的工作阶段，对应7种工作模态，分析如下：,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,b）工作模态2,（2）t1t3阶段，工作模态2，等效电路如图7-11b。t1时刻，iVTs减小到零，随后VTS的反并联二极管导通，t2时刻，iLr达到最大值，uCr反向下降到零，接着iLr减小，uCr正向增大，流过VTS的反并联二极管中的电流减小，t3时刻，VDS中的电流下降到零，iLr下降到Ii，随后VD开始导通，进入下一工作阶段。若VTS在t1t3期间关断，VTS为零电流关断。,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,c）工作模态3d）工作模态4,（3）t3t4阶段，工作模态3，等效电路如图7-11c。t3时刻，VDS中的电流下降到零，VD开始导通，iVD开始增大，直到t4时刻，VTS1关断，进入下一工作阶段。（4）t4t5阶段，工作模态4，等效电路如图7-11d。t4时刻，VTS1关断，VD1导通，Cr、Lr通过VD1构成回路继续谐振，iLr继续下降，uCr继续增大，t5时刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，uCr上升到最大值（Uo），该阶段结束。,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,e）工作模态5,（5）t5t6阶段，工作模态5，等效电路如图7-11e。t5时刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，由于iLr没有反向流动的通路，Cr、Lr停止谐振。随后Cr两端电压保持不变，该状态维持到t6时刻，VTS导通，进入下一工作阶段。,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,f）工作模态6,（6）t6t8阶段，工作模态6，等效电路如图7-11f。t6时刻，VTS导通，Cr、Lr通过VTS构成回路谐振，iLr反向增大，iVTs正向增大，t7时刻，uCr谐振到零，iLr谐振到最大值，iVTs也达到最大值，t8时刻，iLr反方向降到零，uCr达到负的最大值（-Uo），iVTs回到Ii，该阶段结束。,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,（7）t8t9阶段，工作模态7，等效电路如图7-11g。t8时刻，iLr反方向降到零，uCr达到负的最大值（-Uo），iVTs回到Ii，VTS的反并联二极管关断，VTS继续导通为输入电流Ii提供续流回路。直到t9时刻VTS1导通，该阶段结束，电路进入下一个工作周期。,g）工作模态7,7.2.3基本的零电流转换PWM变换器,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,基本的ZCTPWM变换器能实现主开关的零电流关断，消除关断损耗，但辅助开关仍为硬开关，且输出整流二极管存在严重的反向恢复问题，导致较大的导通损耗。因此，人们又提出多种改进的BoostZCTPWM变换器拓扑，如图7-12a给出其中一种简单的拓扑，其工作波形如图7-12b所示。为了简化分析，做出类似基本零电压转换PWM变换器的假设。,图7-12改进的BoostZCT-PWM变换器电路拓扑与工作波形a）电路拓扑b）工作波形,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,电路稳态时，一个开关周期内有8个不同的工作阶段，对应8种工作模态，分析如下：,a）工作模态1,（1）t0t1阶段，工作模态1，等效电路如图7-13a。t0以前，主开关VTS通态、辅助开关VTS1断态，输入电流通过谐振电感Lr和Boost二极管VD到负载。t0时刻，由于谐振电感Lr中的电流不能突变，VTS零电流导通，随后，通过谐振电感Lr和Boost二极管VD的电流线性下降，t1时刻，该电流下降到零，VD零电流关断，电路进入下一工作阶段。该阶段谐振电感Lr中的电流变化规律为,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,b）工作模态2,（2）t1t2阶段，工作模态2，等效电路如图7-13b。t1时刻，iLr（iVD）减小到零，VD零电流关断，该阶段为输入电感充电阶段，辅助开关和谐振电容承受的电压均为Uo。,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,c）工作模态3,（3）t2t3阶段，工作模态3，等效电路如图7-13c。t2时刻，由于谐振电感Lr中的电流不能突变，VTS1零电流导通，随后Lr、Cr开始谐振，经过半个谐振周期后，即t3时刻，谐振电容两端电压达到负的最大值，而谐振电感中的电流经过最大值又下降到零，同时，iVTs1也下降到零，并一直维持零。随后VD1开始导通，电路进入下一工作阶段。该阶段谐振电感中的电流iLr与谐振电容两端电压uCr的变化规律为式中,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,e）工作模态4,（4）t3t4阶段，工作模态4，等效电路如图7-13d。t3时刻，VD1导通，Cr、Lr通过VD1构成回路继续谐振，iLr开始反向，uCr开始减小，同时iVTs开始下降，t4时刻，iVTs下降到零，随后VDS导通，电路进入下一工作阶段。该阶段iVTs的变化规律为,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,e）工作模态5,（5）t4t5阶段，工作模态5，等效电路如图7-13e。t4时刻，iVTs下降到零，谐振电流将流过VDS，VTS两端电压被钳位成零，t5时刻，VTS零电压零电流关断，VTS1零电流关断，电路进入下一工作阶段。该阶段谐振电感中的电流iLr与谐振电容两端电压uCr的变化规律为,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,f）工作模态6,（6）t5t6阶段，工作模态6，等效电路如图7-13f。t5时刻，VTS零电压零电流关断，VTS1零电流关断，Cr、Lr通过VD1、VDS构成回路继续谐振，t6时刻，谐振电感中的电流iLr下降到等于Ii，iVTs（iVDs）下降到零，VDS零电流关断。,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,g）工作模态7,（7）t6t7阶段，工作模态7，等效电路如图7-13g。t6时刻，谐振电感中的电流iLr下降到等于Ii，由于到t6时刻谐振半周期尚未完成，所以这时的uCr小于Uo，随后输入电流给Cr充电，uCr线性增大，t7时刻，uCr上升到等于Uo，VD导通，VD1关断，电路进入下一工作阶段。,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,h）工作模态8,（8）t7t8阶段，工作模态8，等效电路如图7-13h。t7时刻，VD零电压导通，VD1零电压关断，该阶段为能量传输阶段，VTS、VTS1及Cr均承受电压Uo，Lr流过的电流为Ii，t8时刻，VTS导通，电路进入下一工作周期。,7.2.4改进的零电流转换PWM变换器,7.2.5零转换PWM变换器的应用,单相整流电源的功率因数校正(PFC)技术大多采用Boost升压电路。由这种电路构成的PFC整流电源结构简单，容易实现，但有下述缺点：因开关管为硬开关，开关损耗大，关断时产生的尖峰电压高；Boost二极管为硬关断，关断时产生关断尖峰电压；开关噪声大。为了抑制开关管关断时产生的尖峰电压，一般采用阻容吸收电路。该电路虽能较好地抑制尖峰电压，但因开关管工作在高频条件下，阻容吸收电路将产生较大的功耗，因而降低了电源效率。,将零转换PWM变换器应用于单相整流电源PFC可克服上述缺点，实际上只要将常规PFC电路中的PWM变换器换成零转换PWM变换器即可，常用PWM控制芯片为UC3855A/B。,为了分析方便，假设在一个开关周期内：输入电压uS是恒定的；输出滤波电容做够大，输出电压可看作是恒定的；LrL1、L2，CrLr/n2，n为变压器原副边匝比。,在一个开关周期中，移相控制ZVSPWM全桥变换器有12个工作阶段，右上图为该变换器的工作波形。,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（1）t0t1阶段，超前臂谐振阶段，等效电路如图7-19(a)所示。t0之前，VT1、VT4导通，uAB为+Ui，t0时刻，VT1关断，变压器原边电流ip从VT1转移到C1、C2支路，这时Lr与L（注意：折算到原边的值为n2L）串联和C1、C2开始谐振，由于n2L足够大，ip基本不变，因此谐振过程C1两端电压线性增大，C2两端电压线性减小，直到t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，谐振过程结束，第1阶段结束。,a）阶段1，超前臂谐振阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（2）t1t3阶段，续流阶段，等效电路如图7-19(b)所示。t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，将VT2两端电压钳位成零电压，t2时刻开通VT2，则VT2零电压开通，这时由负载电流（恒流）折算到变压器原边的电流ip经VT4、VD2续流，uAB为零，变压器副边电流路径不变，直到t3时刻，VT4关断，第2阶段结束。注意，若负载不是恒流源，变压器原边电流在这一阶段将开始下降，VD5、VD6将开始换相。,b）阶段2，续流阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（3）t3t4阶段，滞后臂谐振阶段，等效电路如图7-19(c)所示。t3时刻，VT4关断，变压器原边电流ip从VT4转移到C3、C4支路，这时Lr和C3、C4开始谐振，谐振过程C4两端电压增大，C3两端电压减小，由于VT4的关断，使得变压器原边电流下降，副边VD5、VD6将开始换相，变压器副边相当于短路，因此L不参与谐振。直到t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，谐振过程结束，第3阶段结束。,c）阶段3，滞后臂谐振阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（4）t4t6阶段，能量回馈阶段，等效电路如图7-19(d)所示。t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，这时变压器原边漏抗中储存的能量经VD2、VD3回馈到输入电源，t5时刻开通VT3，由于VD3导通将VT3两端电压钳位成零，因此VT3零电压开通，t6时刻，变压器原边电流ip下降到零，第4阶段结束。,d）阶段4，能量回馈阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（5）t6t7阶段，电流反向增大阶段，等效电路如图7-19(e)所示。t6时刻，变压器原边电流ip下降到零，电源经过VT3、VT2将Ui加到变压器原边，由于变压器副边换相短路，变压器原边电流ip将以Ui/Lr的速率增加，t7时刻，ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断，第5阶段结束。,e）阶段5，电流反向增大阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,（6）t7t8阶段，能量传输阶段，等效电路如图7-19(f)所示。t7时刻ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断，电源Ui将经过VT3、VT2、变压器和VD6向负载传输能量，这一阶段变压器原边电流仍增加，增加速率为(Ui-nUo)/(Lr+n2L)，直到t8时刻，VT2关断，第6阶段结束，随后进入下一个半周期。,f）阶段6，能量传输阶段,7.3.1移相控制ZVSPWM全桥变换器工作原理,7.3.2移相控制ZVSPWM全桥变换器软开关实现条件,为了实现零电压开通需满足两个条件：谐振电路本身(参数与状态)应保证能通过谐振使导通管结电容完全放电；驱动信号必须在导通管结电容完全放电（两端电压降为零）后给出，即同一桥臂的导通与关断信号之间的间隔应大于相应结电容的充放电时间。,1.超前桥臂软开关条件,工作过程的第1阶段，超前桥臂谐振阶段的等效电路如图：,初始条件：uC2(0)=Ui，ip(0)=Ip,若C1=C2=C，并考虑到滤波电感很大，在超前臂谐振过程中变压器原边电流近似不变，即ip=Ip=Io/n，则uC2可近似认为是线性下降，即,若要保证通过谐振使导通管结电容完全放电的条件，需满足：,上面第二个条件很容易满足，即：,解得：,7.3.2移相控制ZVSPWM全桥变换器软开关实现条件,2.滞后桥臂软开关条件,工作过程的第3阶段，滞后桥臂谐振阶段的等效电路如图。,初始条件：初始条件：uC4(0)=0，ip(0)=I2,若C1=C2=C,若要保证通过谐振使导通管结电容完全放电，必须满足：,上面第二个条件很容易满足，即：,解得：,7.3.2移相控制ZVSPWM全桥变换器软开关实现条件,7.3.3移相控制ZVSPWM全桥变换器的占空比丢失,对于移相全桥PWM软开关变换器，其副边的整流环节相当于单相双半波或单相桥式整流电路，在变压器副边的整流二极管换相时存在着换相重叠，在换相重叠期间直流侧电压为零，通常在移相全桥PWM软开关变换器中称之为占空比丢失，如图所示的阴影部分，变压器漏抗越大，占空比丢失越多。,假设，ip(t3)=I1，ip(t7)=-I2，占空比丢失为D，则：,假设滤波电感足够大，滤波电感中的电流纹波可以忽略，则I1=I2=Io/n，代入上式得：,7.3.3移相控制ZVSPWM全桥变换器的占空比丢失,7.3.4移相控制ZVSPWM全桥变换器的优缺点分析,与常规的全桥PWM变换器相比，移相控制ZVSPWM全桥变换器具有很明显的优势：后者取消了Snubber电路，利用变压器漏感与开关管结电容谐振。在不增加额外元器件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通，减小了开关损耗；降低了开关噪声，提高整机效率，减小了整机的体积与重量；保持了恒频控制，且开关管的电压电流应力与常规的全桥PWM变换器基本相同。其主要缺点为：滞后臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能；原边有较大环流，增加了系统通态损耗；存在着占空比丢失；输出整流二极管为硬开关，开关损耗较大。,主要内容:7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器7.4.2二次侧有源箝位ZVZCS全桥变换器7.4.3其他典型ZVZCS全桥变换器,7.4移相控制ZVZCSPWM全桥变换器,前面所提的ZVSPWM全桥变换器的应用仍受到限制，如：高的环流能量、占空比损失、对滞后桥臂开关实现零电压有限制的负载范围，并且对功率MOSFET管的输入、输出电容有较苛刻的要求等。现有的ZVZCS-PWM全桥变换器，按照其辅助电路位置大致可以分为两类：第一类：变换器的辅助电路位于主变压器一次侧，通过引入一个阻断电压源，在续流期间将原边电流复位至零，如利用超前桥臂IGBT的反向雪崩击穿电压的ZVZCS电路。第二类：变换器的辅助电路位于二次侧，通过引入反向阻断电压源并反射到原边，实现续流期间对原边电流的复位，如在变压器副边采用有源钳位、耦合电感等的ZVZCS电路。,7.4移相控制ZVZCSPWM全桥变换器,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,如图7-22(a)所示的ZVZCSPWM全桥变换器与ZVSPWM全桥变换器相类似，超前桥臂的工作机理是相同的，零电压开关工作。但是在滞后桥臂的工作中，零电流开关工作，为此电路中加入小容量的隔直流电容Cb，并加入小的饱和电抗器LS。,图7-22变压器原边加饱和电感和隔直电容全桥变换器主电路拓扑与主要工作波形,工作原理：ZVZCSPWM全桥变换器的基本电路结构与零电压开关全桥PWM变换器是相同的，只是在桥路的初级侧加入一个小的隔离电容和饱和电抗器。控制方式也是相同的，为相移PWM控制。为了便于分析，在稳态工作时我们假定：所有的元件是理想的；当不饱和时，饱和电抗器电感为无穷大，当饱和时，电感为零；输出滤波电感足够大，在开关周期内，可以认为是恒流源；假设C1=C2=C3=C4=C。在每个工作半周期间，变换器有六个工作阶段，对应六种开关模态，下面具体分析：,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（1）t0之前，开关模态0，等效电路如右图所示。开关VT1和VT4导通，输入功率传递给负载，这期间，饱和电抗器LS饱和，隔离电容Cb上的电压线性上升。（7-25）其中n是变压器初级与次级匝比，下同；UCbP是电容Cb的峰值电压。,开关模态0,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（2）t0t1阶段，开关模态1，等效电路如右图所示。t0时刻，VT1关断，电流向VT1、VT2的结电容C1、C2转移，C1充电，C2放电，开关管VT1两端电压uC1线性上升（7-26）开关管VT2两端电压uC2和uAB线性下降（7-27）t1时刻uC2下降至零，随后VD2导通，进入开关模态2。,开关模态1,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（3）t1时刻，uC2下降至零，iP沿VD2续流，VT2两端电压uC2被嵌位成零，这时开通VT2，则VT2零电压导通。这时，在VD2导通以后，桥路之间的电压uAB被钳位到零，副边VD5、VD6开始换相，变压器副边相当于短路，隔离电容和漏感Lr谐振，这期间，隔离电容上的电压继续增大，初级电流iP继续下降，直到t2时刻，iP下降至零，隔离电容上的电压达到最大值。在这期间，电容电压变化不大，iP可近似看成直线下降。（7-28）,开关模态2,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,t2t3阶段，开关模态3，等效电路如右图所示。t2时刻，iP下降至零，力图变负。但是由于饱和电抗器离开饱和态，阻隔负向电流，所以iP维持为零。隔离电容上的电压加到饱和电抗器上。在这期间，隔离电容电压维持不变。VT4仍然导通，但没有电流流过。t3时刻，VT4零电流关断。,开关模态3,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（5）t3t4阶段，开关模态4，等效电路如右图所示。VT4零关断以后，初级电流iP仍为零，负载电流沿VD5、VD6续流，直到t4时刻，VT3零电流开通，开关模态4结束，进入下一阶段。,开关模态4,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,t4时刻，VT3开通，由于在很短的开关时间内饱和电抗器没有饱和，初级电流不能突变，所以VT3的导通过程也是零电流开通。在VT3导通以后，高的电压(输入电压Ui和UCbP之和)加在饱和电抗器上，因此迅速饱和。当饱和电抗器LS饱和以后，这个高电压加到漏感Lr上，而初级电流iP线性增加，当iP增大至Io/n时，副边续流状态结束。（7-29）t5t6期间，VT2、VT3导通，输入功率传递给负载，这期间，饱和电抗器LS饱和，隔离电容Cb上的电压从正的最大值线性下降。（7-30）t6时刻，阻断电容Cb两端的电压为：（7-31）,开关模态5,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（1）超前桥臂零电压软开关条件为了保证超前桥臂零电压开通需满足：谐振电路本身(参数与状态)和超前桥臂上下两个开关管的逻辑延时时间应大于相应结电容的充放电时间。由式（7-27）可求得这一阶段的持续时间为：（7-32）超前桥臂软开关条件为：两个开关管的逻辑延时时间（7-33）,2.软开关实现条件,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（2）滞后桥臂零电流软开关条件要实现滞后桥臂的ZCS，原边电流iP必须在滞后桥臂开通之前从负载电流减小到零。从式（7-278）可以推出iP从负载电流减小到零的时间t12为：（7-34）考虑到t6时刻uCb(t6)基本等于UCbP，由式（7-31）可得：（7-35）式（7-35）代入式（7-34）得：（7-36）,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,由图7-22(b)可知，要实现滞后桥臂的ZCS，必须（7-37）不考虑超前桥臂谐振时间t01，则t12(1-D)T/2，即即（7-38）从式(7-35)中可以看出，t12与负载电流无关，与占空比D成反比。也就是说可以在任意负载和输人电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关。,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,3.工作特性,（1）有效的软开关特性超前桥臂为零电压开关，导通损耗为零，但关断损耗不是零，如图7-24(a)所示。关断特性与开关电容及其流过的电流有关，而电流与开关电压的上升速率(dv/dt)有关。对于滞后桥臂的开关为零电流开关，关断损耗为零，导通损耗几乎为零。因为当开关导通时，初级电流维持在零，由于在开关电压下降到零以前，饱和电抗器不饱和，所以零电流开关能够实现，开关过程如图7-24(b)所示。,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（2）宽的软开关范围实现超前桥臂零电压开关与前面所述的ZVZCSPWMDC/DC全桥变换器工作机理是相同的，采用IGBT管子外接大电容的方法。为了保持零电压开关工作，超前桥臂上下开关管的逻辑延迟时间为（7-39）在轻载，Io小，td将增大，因此工作的最大占空比范围将减小，通常应折衷考虑左支路的零电压开关工作范围和最大占空比控制范围。而对于滞后桥臂在零电流开关下工作适应于整个电源输入电压变化和负载变化范围。这个特性是很重要的，特别适用于高功率、高密度和高可靠性下工作。,7.4.1变压器一次侧加饱和电感和隔直电容的ZVZCS变换器,（3）降低导通损耗在ZVSPWM全桥变换器中，在续流期间要求漏感保持与输出电流相应的折射电流来实现有支路开关的零电压转换，这表明通过初级侧续流有很大的电流，如图7-25(a)所示，因此，在续流期间两个初级开关的导通损耗和变压器上的损耗使电路效率降低，此外由于采用大的漏感，在初级电流上升期间产生的占空比损失也使电路效率有所下降。在ZVZCSPWM全桥变换器中，初级的