开关电源设计报告

1开关电源主电路设计1.1主电路拓扑结构选择由于本设计的要求为输入电压176-264 V交流电，输出为24V直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck电路构成。总体要求是先将AC176-264V整流滤波，然后再经过BUCK电路稳压到24V。考虑到变换器最大负输出功率为1000W，因此需采用功率级较高的Buck电路类型，且必须保证工作在CCM工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck变换器。其主电路拓扑结构如下图所示：图1-1 主电路拓扑结构1.2开关电源电路稳态分析下面将对全桥隔离型BUCK变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压与后级输出电压之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK变换器工作在CCM模式，BUCK电路中的变压器可以用等效电路代替。由于全桥隔离型BUCK变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下：1) 当时，此时、和导通，其等效电路图如图1-2所示。图1-2 在时等效电路（1-1）（1-2）（1-3）2) 当时，此时全部关断，和导通，其等效电路图如图1-3所示。此时前级输出为0，假设磁化电流为0，则流过和电流相等，均为。图1-3 在时等效电路（1-4）（1-5）（1-6）3) 当时，此时、和导通，其等效电路图如图1-2所示。图1-4 在时等效电路（1-7）（1-8）（1-9）4) 当时，此时全部关断，和导通，其等效电路图如图1-3所示。在这个工作过程，所有开关和第二阶段是同一状态，因此其分析过程和结果是相同的。通过以上分析可以验证前述有关前级和后级工作频率的关系。由第一和第三阶段、第二和第四阶段推导的式子是相同的，因此后级BUCK电路在重复工作状态。由变压器一次侧电压，二次侧电感电流，一次侧电压可以再次验证上述关系，如图1-5所示。图1-5 全桥变换器部分电压电流波形根据后级BUCK电路电感L的伏秒平衡原则，由式子（1-1）和（1-2）可得：（1-10）（1-11）在选取变压器的变比时，要考虑占空比的调节范围，尽可能使得调节范围更大。结合规格和滤波电路输出电压的双项要求，最小输出电压和最大输出电压分别为248.9V和373.3V.则由此可计算占空比的最大和最小值为：（1-12）（1-13）因此综合考虑，变压器的变比选为0.2。1.3开关电源主电路参数设计1.3.1开关电源前级参数的设计通常在设计不可控整流的滤波电容时，要根据负载的实际情况而选择电容C值。带滤波电容的不可控整流电路输出电压和充放电时间常数有关。当时间常数无穷大时，输出电压为交流电压的峰值；当放电时间比较小时，输出电压为输入电压有效值的0.9倍。实际设计时，通常要求时间常数要满足式（1-14），此时输出电压为交流电压有效值的1.2倍。（1-14）其中T为交流电源的周期，R为负载的等效阻值，并且考虑到实际电源中电容C体积的限制，因此考虑电容的值满足下式：（1-15）考虑到在稳态时且理想情况下，后级的输入功率和负载功率相等，再根据式子（1-15）可得：（1-16）（1-17）（1-18）设交流电源的频率为50Hz，计算得到,在实际电路中，考虑到后面输入电压和负载阶跃变化对输出电压波形的影响及考虑一定的裕量，选择为，电容承受最大电压为最大输入电压的幅值373.3V。综合以上，并考虑成本，选择Vishay公司057PSM-SI47331E3型铝电解容，耐压450V,电容值330uF。1.3.2开关电源后级参数的设计1) 本设计选用MOSFET管，加在其上面的最大电压为整流输出电压的最大值即VM=373.3V。当负载功率最大时，负载电流为最大值即250A。流过MOSFET的最大电流为Igmax=7.10A。本文选用Infineon MOSFET,型号为IPB50R299CP。主要参数为：VDS=550V,ID=12A，RON=0.299。2) 二极管上通过的最大电流为ID=125A，电压最大值为：VDmax=0.05373.3V=18.665V。由于开关频率较高，所以选用快恢复二极管和肖特基二极管，但快恢复二极管导通压降大，损耗大，故选择本文选用Vishay肖特基二极管。取适当的电压电流裕量，型号选为M6035C。主要参数为IF=60A,VRRM=35V,VF=0.55V。3) 由开关电源的规格要求可知，输出电压超调不能大于0.5V。因此在后级电容设计时要考虑，电容电压的纹波值也要小于0.5V，又由于变换器要工作在CCM模式下。由变换器稳态分析可推导电感的计算方法。图1-6 等效后的BUCK变换器变换器要工作在CCM模式下，因此电感的设计尤为重要。由于开关频率为80kHZ，由前所述则等效BUCK电路的开关频率为160kHZ。有电流纹波公式知：（1-19）假设纹波电流为1A,计算得到，综合考虑裕度，则L选取。由于后级电容设计时要考虑，电容电压的纹波值要小于0.25V。电容电压纹波式子如下： （1-21）（1-22）将最大纹波值、负载电压并且考虑最小占空比，计算得，同时考虑输出电容对纹波的影响，则C选取390uF。2系统开关模型建立和控制器的设计基于小信号开关等效模型理论，对全桥隔离型Buck变换器进行系统建模。由于开关电源的规格要求输出稳定直流电压，因此维持电压稳定是本次设计的关键。在复频域下进行控制器设计时，将电容电压小信号变量作为其输出，输入电压小信号变量和占空比小信号变量作为输入，分别求出其传递函数，然后通过PI调节器对其进行校正，以其达到其规格要求。2.1系统开关模型的建立由前述可知，后级BUCK电路在重复一次工作状态。因此系统建模只需考虑一个变量周期。在分析时，考虑MOSFET的导通电阻RON和续流二极管的导通压降VD。根据移动平均理论，对和两个阶段的关系式进行处理，如下所示：在 时有： （2.1）在时： (2.2)由电感伏秒平衡和电容安秒平衡得： （2.3）进行扰动分析令： （2.4）把式（2.4）代入式（2.3）中只保留一阶项得： （2.5）由式（2.5）得电路的交流小信号等效电路如下图（2.1）所示。图（2.1）全桥整流Buck电路的交流小信号等效电路2.2 系统频域特性计算带有反馈环节以及补偿器的变换器系统框图如图（2.2）所示3。图（2.2）带有反馈环节以及补偿器的系统框图令 （2.6）结合式（2.6）把图（2.1）表示如下：图（2.3）全桥Buck电路随vin,d和ilosd变化的电路模型则由图（2.2）可得： （2.7） （2.8） （2.9）设计系统框图如图（2.4）所示。图（2.4） 控制系统框图取V，由式（2.10）： （2.10）得H=1，取三角载波幅值为24V则图（2.4）中VM=24。回路增益： （2.11）2.3 补偿器设计与分析2.3.1 补偿器的设计进行分析时取Vin=220V，Vg=311V，V=24V,L=10uH,C=50uF,RON=0.299,DL=50%。输出功率为100W，则Ig=nI=5A，R=0.05由式（1.12）可知D=0.321，n=0.2，未设置补偿器时Gc(s)=1。把以上数据带入式（2.11）得： (2.12)由Matlab绘制其开环频率特性曲线如图（2.5）所示。由图（2.5）及Matalb语句可知未设置补偿器时环路增益的截止频率为7.29kHz相角裕度为92.6度。由此可知开环特性无法满足设计要求，截止频率偏低，相角裕度偏高；可以采取降低增益的方法来降低系统的截止频率适当降低相角裕度可采用PI调节器作为补偿器，PI补偿器的传递函数： （2.13）令则： （2.14） （2.15）图（2.5）开环传递函数幅频特性曲线本设计要求截止频率足够高但是应小于开关频率的10%即8kHZ，由图（2.4）知未设置补偿器时环路增益的幅值为-8.71dB，取补偿器在8kHZ时的增益为8.71dB即1.5457，为使补偿后环路增益T（s）的相角裕度调低故PI调节器在截止频率处的相角取-47.2度需要较大，由式（2.12）以及（2.13）取kP=1.4792,kI=。补偿后环路增益T（s）的幅频特性曲线如图（2.5）所示，由图(2.5)可知补偿后开环增益的截止频率为2931HZ，相角裕度为67.70度，利用Matlab绘制补偿后系统零极点分布图如图（2.6）所示，由该图可知在零极点分布图中补偿后环路增益的极点坐标分别为（-,0），（-1950,0）,(0,0)其中（0,0）由PI补偿器引入；极点均在分布图的左半平面由此可知该系统是可以调节为稳定的。以及的幅频特性曲线分别如图（2.7）以及图（2.8）所示。2.3.2对系统的讨论补偿前系统的截止频率为3.4KHZ，相角裕度为94.74度截止频率高于设计要求相角裕度满足设计要求但是有些偏大，这样会使系统响应时间较长不利于系统的调节。补偿后系统截止频域约为3KHZ，相交裕度降低为67.70度。如果进一步提高截止频率会超过设计要求。补偿后环路增益在100HZ处的增益为46.4dB。可以通过适当提高补偿器的积分系数kI进一步增加100HZ处的增益，因为随着频率的提高积分系数对增益的影响会迅速降低从而不会对截止频率有明显提高从而使系统不满足要求，但是在低频处kI对系统增益的影响较为显著；故适当提高积分系数可提高100HZ处的增益但是不会是系统的截止频率超过设计要求也不会使相角裕度低于设计要求。图（2.5）补偿后环路增益的频率特性曲线图（2.6） 补偿后环路增益零极点分布图图（2.7） T/1+T的幅频特性曲线图（2.8）1/1+T的幅频特性曲线3 系统的仿真本文1,2章已设计了变化器系统及其补偿器下面使用Saber仿真软件对系统进行仿真分析。在saber中搭建仿真模型如图（3.1）所示，载波选取文献3第七章所述的三角波，模型中交流电源的频率取工频50HZ。3.1 负载电压为24V时系统的仿真与分析3.1.1 未调节系统设计参数时时的仿真与分析输入电压取最小值96V，载波使用频率为60KHZ的三角波（经过相应模块的配合，MOSFET的触发信号为30KHZ）。未设置补偿器时当负载在6ms由500W变为1000W时负载电压波形如图（3.3）所示。由图（3.3）所示在负载为500W时负载电压的调节时间为3.80ms，无超调，稳态值为21.89V，在6ms负载变为1000W时负载电压由21.89V变为6.90V经3.8ms后趋于稳定最终稳态值为21.89V。当负载为800W，5ms时输入电压由180V变为260V时输入电压波形图如图（3.3）（之后变换器输入电压变化时图形均如图（3.4）所示）所示，负载电压波形如图（3.4）所示（。由图（3.4）可知当输入电压由180V变为260V时负载电压会逐渐变大最后稳定在23.08V调节时间为1.5ms无超调。 图（3.2） 6ms时负载由500W变为1000W时负载电压波形图（3.3） 6ms时输入电压由180V变为260V输入电压波形图（3.4）负载为800W输入电压由180变为260V负载电压波形有以上仿真结果可知当未加入补偿器时系统的稳态误差很大，最大为6.9V即为14.4%；负载电压调节时间在1ms-3ms之间，波形无超调。系统的稳态误差过大需要重新调节。3.1.2设置补偿器时系统的仿真在3.1.1（输入电压为96V）的基础上添加PI补偿器其中比例系数为2.2，积分系数为49。负载电压波形图如图（3.5）所示。当负载功率为500W时负载电压稳态值为23.55V与设计值偏差0.94%，调节时间为4.35ms，超调量为0.3V，纹波电压分峰峰值为0.078V；6ms时负载功率变为1000W时负载电压由24V下降为6.16V新的稳态值为23.62V（与设计值偏差为0.78%），调节时间为2.63ms。稳态值放大后的图像如图（3.6）所示，负载波形稳定后其纹波电压峰峰值为0.012V。图（3.5） 负载功率由500W变为1000W时负载电压波形图图（3.6） 负载变化后负载电压稳态波形放大图当负载为800W输入电压由180V变为260V时负载电压波形如图（3.7）所示。当输入电压为180V时负载电压稳定值为23.81V即与设计值偏差为0.40%，调节时间为3.90ms，无超调，纹波电压峰峰值为0.051V；负载在6ms时输入电压变大经过一定时间的调节负载电压达到稳态值24.87V，调节时间为1.60ms，无超调，纹波较大,图（3.8）为其稳态值的波形放大图由图可知纹波电压的峰峰值为0.065V。图（3.7）输入电压由180V变为260V时负载电压波形图（3.8）输入电压变化后负载电压稳态波形放大图由以上结果可知加入补偿器后各项指标均满足设计要求。3.2 损耗验证随着输出功率的增加流过电源的电流也会增大则二极管和MOSFET的损耗也随之增加，在进行效率运算时分母随之线性增加但是MOSFET损耗与流过其电流的平方正正比电流的变化其损耗受电流影响十分明显；在同等输出功率情况下输入电压越小则流过器件的电流越大。负载电压为23.85V近似为24V，则输出功率已达到1000W；将电传感器放在整流二极管的外侧得到电流波形如图（3.9）所示，对其进行平均值的求取得Iav=31.4A，则二极管导通损耗为；图（3.11）给出