【电气工程及其自动化】全桥移向软开关dc-dc变换器设计 终稿

本科生毕业论文（设计）全桥移相软开关DCDC变换器设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2015年5月24日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论111概述112硬开关和软开关的工作特性1121硬开关的工作特性1122软开关的工作特性213本文的主要内容32全桥移相控制变换器的基本理论321主电路型式的选择322基本的全桥变换器423移相全桥控制方式524全桥移相控制ZVSDCDC变换器的工作原理63变换器的设计1131设计指标1132主电路的选择11321高频逆变11322输出整流滤波电路1233控制电路13331移相控制芯片UC387513332控制电路外围电路1434保护电路1535驱动电路1636软启动功能1637主电路参数设计17371高频变压器的设计17372饱和谐振电感18373输出滤波电感的设计18374输出整流管的选择18375输出滤波电容的选择194建模与仿真1941全桥移相零电压开关电路仿真205总结22参考文献23致谢24全桥移相软开关DCDC变换器设计摘要论文主电路采用了全桥移相控制ZVSDCDC变换器。文中详细分析了全桥移相软开关DCDC变换器的工作原理以及控制方式。选取UC3875作为控制芯片并设计了驱动电路及保护电路。最后采用SIMULINK对全桥移相零电压开关电路进行了建模仿真。关键词DC/DC变换器；移相控制；零电压软开关THEPHASESHIFTEDFBPSZVSDC/DCCONVERTERABSTRACTTHISPAPERSELECTPHASESHIFTINGCONTROLZVSDCDCFULLBRIDGECONVERTERTOBETHEMAINCIRCUITANDTHISPAPERANALYZESTHEWORKINGPRINCIPLEANDCONTROLMODEOFPHASESHIFTINGCONTROLZVSDCDCFULLBRIDGECONVERTERACCORDINGTOTHEDEMAND,THEDRIVECIRCUITANDPROTECTCIRCUITISDESIGNED,SELECTEDTHECONTROLCHIPUC3875FINALLY,USINGSIMULINKMODELINGANDSIMULATIONOFPHASESHIFTEDFULLBRIDGEZEROVOLTAGESWITCHINGCIRCUITKEYWORDSDC/DCCONVERTERPHASESHIFTEDCONTROLZEROVOLTAGESOFTSWITCHING1绪论11概述全桥移相软开关控制技术逐渐应用于电力操作电源1中，因为它不但可以减少电源的开关损耗、电磁干扰，还能改善电路的输出特性，提高电路的效率、稳定性和可靠性。因此在本课题全桥移相软开关电力操作电源研究中，涉及了很多方面，如主电路的参数选择与设计、控制电路的设计以及参数设置的影响等。随着近年来电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新的电磁材料、新的变换技术、新的控制理论和软件不断涌现，使得高效率、高功率密度、高质量输出和高可靠性成为包括DC/DC变换器在内的各种功率变换器不断追求的目标，同时也使这一目标的实现成为可能。DC/DC变换器将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成幅值的直流电压。它在家用电器、工业控制、通信、国防、交通等领域都有广泛的应用。12硬开关和软开关的工作特性根据开关器件的开关状态，可以将开关型功率变换器分为两大类硬开关PWM变换器和软开关变换器2。121硬开关的工作特性图1是硬开关开关管开关时的工作特性波形图。开关管不是理想器件，因此在开关管开关工作时，要产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗。开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。传统PWM变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作的四大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高,它存在如下问题1、开通和关断损耗大在开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠致使器件的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加。2、感性关断问题电路中难免存在感性元件（引线电感、变压器漏感等寄生电感或实体电感）、当开关器件关断时，由于通过该感性元件的很大，和，TID/TVD/从而产生大的电磁千扰,而且产生的尖峰电压加在开关器件两端，易造成电压击穿。3、容性开通问题当开关器件在很高的电压下开通时，储藏在开关器件结电容中的能量将全部耗散在该开关器件内，引起开关器件过热损坏。（A开通过程（A关断过程图1硬开关变换器的开关特性示意图122软开关的工作特性主要针对PWM硬开关而言，这种应用软开关技术的变换器是一种把准谐振变换器和PWM变换器的各自优点结合在一起的新型软开关变换器3。它的特点是1、谐振阶段只发生在功率器件开关转换过程中，从而保证功率开关器件的软开关工作条件，只承受较低的电压和电流应力2、能量传输的主要形式是采用PWN变换技术的特点，来避免较大的谐振通态损耗3、软开关变换器的零电压，零电流的开关条件不受负载变化和电压的影响。该技术条件下的软开关变换器的开关特性示意图可用图2直观表示B开通过程（B关断过程图2软开关变换器的开关特性示意图80年代末期，脉宽调制软开关技术SPWM的问世，推动大功率逆变技术的研究4与应用水平又上了一个新的台阶。脉宽调制软开关技术综合了传统脉宽调制技术和谐振技术的优点，仅在功率器件换流瞬间，应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零，从而实现零电压或零电流转换，而在其余大部分时间采用恒频脉宽调制方法，完成对电源输出电压或电流的控制。因此开关器件承受的电流或电压应力少，可使开关频率提高到兆赫的水平。13本文的主要内容本文研究的内容及要解决的问题分为四章来阐述第1章绪论。介绍全桥变换器的发展趋势，并介绍了硬开关功率变换电路与软开关功率变换电路工作特性的区别。第2章全桥变换器的基本理论。研究了主电路型式的选择和移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的电路拓扑、工作原理，重点分析了实现软开关的条件。第3章全桥移相软开关DCDC变换器设计。全桥移相控制ZVSDCDC变换器为主电路拓扑，利用UC3875芯片构成控制电路，初步设计了一个将25V直流电源转换成60V的全桥移相软开关DCDC变换器系统。第4章利用MATLAB软件对全桥移相零电压开关电路进行建模与仿真。2全桥移相控制变换器的基本理论21主电路型式的选择变换电路的型式5主要根据负载要求和给定电源电压等技术条件进行选择。在几种常用的变换电路中，半桥变换电路与全桥变换电路在输出同样功率时，输出功率较全桥小，所以采用全桥变换电路。传统的全桥变换电路开关元件在开关过程中电压、电流均不为零，出现重叠，导致了开关损耗。开关损耗随开关频率增加而急剧上升，使电路效率下降，阻碍了开关频率的提高。在移相控制技术的基础上，利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。由于减少了开关过程损耗，变换效率可达8090，并且不会发生开关应力过大。此外，由于本论文所设计的DC/DC变换器是将蓄电池输出的低压25V直流电，变换成60V稳定不变的直流电输出。在隔离型的DC/DC变换器中，正激电路需磁复位绕组，变压器单向磁化，利用效率低，推挽电路铁芯容易引起直流偏磁饱和。反激变换器的功率很难做大，一般用在数十瓦到百瓦级的功率变换场合。所以选用移相全桥零电压开关电路DCDCFBFSZVS。22基本的全桥变换器脉冲宽度调制6是指在开关电源工作过程中，开关频率不变，通过改变开关接通时间的长短即脉冲宽度来实现对输出电压和输出电流的调整，开关管的通断控制与开关管上流过的电流和两端所加的电压无关。软开关技术以其电路简单，控制方便而获得了广泛的应用，许多国家争先致力于功率电子器件、磁性材料、控制集成芯片和电路拓扑等方面的研究。PWM在DC/DC变换器中，有单管构成的变换器，一般适用于中小功率应用场合。全桥变换电路拓扑是目前国内外多管DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑之一，在中大功率应用场合更是首选拓扑，这主要是考虑它具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。DC/DC全桥变换器典型结构如图3所示。图3DC/DC全桥变换器结构图从图3中可知DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波电路组成。是INV输入直流电压，Q1、D1与Q3、D3组成一个桥臂，Q2、D2与Q4、D4组成一个桥臂。高频变压器TR的DR1和DR2是输出整流二极管,是输出滤波电感，是输出滤FLFC波电容，是负载。考虑所有元器件为理想情况，通过控制四只开关管，在A、BIDR两点得到一个幅值为的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压及由DR1和INVDR2构成的全波整流，在C、D两点得到幅值为/K的直流方波电压，和CF组成INVFI的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其电压值为D/K，其中醒占空比，D，TON是导通时间，TS是0VIN2/SONT开关周期。通过调节占空比来调节输出电压。0V23移相全桥控制方式移相控制方式是谐振变换技术和PWM技术7的结合,其工作原理是每个桥臂的两个开关管180度互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压的脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的。各开关管的驱动信号如图4所示。移相控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件。漏电感储存的能量对功率开关管的两端并联的输出电容充放电来使开关管两端的电压下降到零，使电路的四个开关管依次在零电压下导通，在缓冲电容的作用下零电压关断，从而有效的降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。为了避免开关过程中的损耗随频率的上升而急剧增加，移相控制软开关的各种拓扑结构不断出现，有效的解决了硬开关中所出现的各种缺陷，成为当前使用最为广泛的电路结构。图4移相控制方式24全桥移相控制ZVSDCDC变换器的工作原理移相控制ZVSDCDC全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，它的电路结构如图5，主要波形如图6所示。其中，D1D4分别是Q1Q4的内部寄主二极管，C1C4分别是Q1Q4的寄生电容或外接电容是谐振电感，它包括变压器的漏感L1K和外接电感。每个桥臂的YL两个功率管成180度互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q4和Q2组成的桥臂为滞后桥臂。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图5主电路图图6主要波形基本全桥移相控制ZVSDCDC变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效电路如图7图13所示。在分析之前，先做如下假设1、所有开关管和二极管均为理想器件；2、所有电容，电感和变压器均为理想元件；3、C1C3，C2C4；CLEADCLAG4、LR/N2FL1开关模态0（时刻）0TT0时刻对应于图7。Q1和Q4导通，原边电流由电源正经Q1，谐振电感LR，变压器原边绕组及Q4，最后回到电源负。DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。2开关模态1（T0T1时间段）T0T1时间段对应于图8。在T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中，给C1充电，同时给C3放电。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。在这个时间段，谐振电感LR和滤波电感是串联的，而且很大，因此可以认为原FLFL边电流近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流和电容C1，C3的电压分别PIPI为；TT0（1）PI0I（2）211TCVLEADC（3）013TITLEADC在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为（4）1INLEAD10IVC2T2开关模态2（T1T2时间段）T1T2时间段对应于图9。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间，即01TLEADT（5）1INLIVC2LEADT在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即（6）NTILFTP在时刻，原边电流下降到。2T2I4开关模态3（时间段）2T3T2T3时间段对应于图10。在T2时刻，关断Q4，原边电流由C2和C4两条PI路径提供，即原边电流给电容C4充电，给电容C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时，的极性由零变负，变压器副边绕组电势下正上4CABVAB负，整流二极管DR2导通整流二极管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上。因此在这一时间段，谐振电感LR和电容C2和C4发生谐振，原边电流和电容PIC2，C4的电压分别为TI2COSTT2（7）PIVC4TZPI2SINTT2（8）VC2TZPI2SINTT2（9）INV其中，,。LAGR/CLPZLAGRL2/1在时刻T3，当C4的电压上升到时，D2自然导通，从而结束这一时间段，该IN时段持续时间为（10）2PIN32IZV1SITCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVIN图7T0时刻等效电路图图8T0T1时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN图9T1T2时刻等效电路图图10T2T3时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN图11T3T4时刻等效电路图图12T4T5时刻等效电路图CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2图13T5T6时刻等效电路图5开关模态4（T3T4时间段）T3T4时间段对应于图11。在T3时刻，D2导通，将Q2的电压箝在零电位，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死区时间即32TLAGDT（11）2PINIZV1SILAGTD虽然此时Q2己开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在谐振电感两端原边电流线性下降，INV原边电流为TT3（12）3RIN3LTTIP到T4对刻，原边电流从T3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和PQ3中将流过电流，从而结束这一时间段，该时段持续时间为（13）INP43VT3RLT6开关模态5（T4T5时间段）T4T5时间段对应于图12。在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压，原边电流反向增加。原边电流为INV（14）4RINLVTTIP到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流值，结束这一时间段。此NITLF/5时整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。该时段持续时间为（15）IN5LFR54VTT7开关模态6（T5T6时间段）T5T6时间段对应于图13。在这一时间段里，电源给负载供电，原边电流为（16）NITTITLFP5FR0INL在时刻T6，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上述的半个周期。3变换器的设计31设计指标1、输入额定电压额定值25V；2、输出额定电压额定值60V；3、开关频率20KHZ；4、效率885、具有输入过压保护、输入欠压保护、输出过压保护、输出欠压报警。32主电路的选择321高频逆变电压型全桥逆变电路原理移相控制全桥变换电路8是目前应用最为广泛的软开关电路之一，它的特点是电路简单，与传统的硬开关电路相比，并没有增加辅助开关等元件。原理如图14所示，主要由四个相同的功率管和一个高频变压器压器组成。E为输入直流电压，Q1Q4为开关管，D1D4为体内二更极管，C1C4为开关的输出电容。以第一个桥臂为例介绍，利用变压器漏感和功率输出电容C1谐振，漏感储能向电容C1释放过程中，使电容上的电压逐步下降到零，体内二极管D1开通，创造了Q1的ZVS条件。它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替导通180。在单相全桥逆变电路中，各MOSFET的栅极信号为180正偏，180反偏，并且Q1和Q2的栅极信号互补，Q3和Q4的栅极信号互补，但Q3的基极信号比Q2、Q1的栅极信号前移了180。这样，输出电压就是正负各为的脉冲。全波逆变电路如图14图14全波逆变电路（1MOSFET管9的电压电流计算使用MOSFET作为开关管，一方面能实现ZVS，另一方面其频率特性好，容易提高开关频率。目前市场上低饱和压降的大功率IGBT，其最小饱和压降为12V左右，而MOSFET的通态电阻己能达到0007欧姆，甚至更小,其通态损耗是大大小于IGBT的,MOSFET容易实现并联技术，这样会进一步降低开关管的通态损耗。故在本变换器中，选择MOSFET作为主功率开关管是比较适合的。（A）额定电压本变换器的直流母线电压最大值为25V，功率开关管的额定电压一般要求高于直流母线电压的两倍。故功率开关管的额定电压可选为50V，实际选择的开关管额定电压为80V。（B）额定电流己知输出滤波电感电流的最大值为标1065A，那么变压器原边电流最大MAXLFI值为165/N165/00355A，这也是领先桥臂开关管中流过的最大电流。MAXPI考虑到两倍的余量，可以选用标称电流大于255110A的开关管。322输出整流滤波电路一般而言，输出整流电路有两种一种是四个整流二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个整流二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。当输出电压比较低、输出电流比较大时，为减小整流桥的通态损耗，提高变压器的效率，一般选用双半波整流方式。本电源的开关频率为20KHZ，输出整流二极管可选用肖特基二极管，变压器副边是全波整流电路。33控制电路331移相控制芯片UC38751UC3875的电气特性UC3875的相位控制体现为4个输出端分别驱动T1T2、T3T4两个半桥，都能单独进行导通延时即死区时间的调节控制，在该死区时间内确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通的条件。其电气特性如下1可实现0100占空比控制；2实用的开关频率可达2MHZ；3两个半桥输出的导通延迟都可单独编程，具有欠电压锁定UVLO功能和软启动控制功能；44个2A图腾柱式输出级，适用于电压拓扑和电流拓扑；5误差放大器；Z10MH6具有独立的过电流保护电路，可实现快速的故障保护。该保护电路可在70NS之内关断所有输出端，锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动。2UC3875的内部结构分析如图15所示，VIN和VC分别是芯片的内部逻辑电源和输出驱动电源，分别对应于信号地GND和功率地PWRGND；VREF是5V的精密基准电源；OUTAOUTD为四路图腾柱式输出；DELAYAB和DELAYCD为同桥臂设置死区时间；FREQSET为频率设置；CLOCKSYNC为多个芯片并联工作时，提供时钟/同步功能；SLOPE和RAMP分别为斜率设置和锯齿波发生脚；SOFTSTART为芯片提供软启动功能；CS为电流检测脚；EA、EA和COMP为误差放大器。UC3875的核心部分是移相控制信号发生电路。图中高速振荡器产生的时钟信号分别送FF触发器及斜坡发生器和或非门使其与之同步，信号经FF触发器二分频后，从FF触发器的Q和Q得到了两路互补的方波信号。这两路方波信号通过延时电180路为信号设置死区时间后从OUTA和OUTB输出。因此OUTA和OUTB与振荡时钟信号同步。锯齿波和误差放大器的输出信号进行比较后，输出一个方波信号，这个方波信号与振荡时钟信号经过或非门同步后送给PWM闭锁，PWM闭锁的输出与FF触Q发器的输出Q经过异或门运算后，得到两路互补的方波信号。两路方波信号通180过延时图15UC3875内部功能框图电路为信号设置死区时间后从OUTC和OUTD输出。OUTC和OUTD分别超前于OUTB和OUTA一个移相角，因此OUTC和OUTD控制全桥软开关电路的超前桥臂，OUTB和OUTA控制滞后桥臂，移相角的大小由误差放大器的输出和锯齿波的交截点决定。332控制电路外围电路UC3875控制与驱动电路如图16所示。V；在5脚与地之间12SELINCUV接75K的电阻和001UF的电容设置超前臂开关管的死区时间为05US；在15脚与地之间接75K的电阻和001UF的电容设置滞后臂开关管的死区时间为05US；在RT脚与地之间接一18K的电阻，在CT脚与地之间接一470PF的电容设置开关频率为20KHZ。图16UC3875控制外围电路34保护电路除了输出电流限制和开关管过流保护10以外，本变换器还设置有三个保护功能和一个报警功能L输入过压保护；2输入欠压保护；3输出过压保护；4输出欠压报警。电路如图17所示。此三种保护功能和一个报警功能的实现电路是类似的，输入电压经过分压后送到比较器的反相端，比较器的同相端接给定电压，只是比较器的输出不同，即输入过压时，比较器输出低电平；输入欠压时，比较器输出高电平。由于输入、输出电压必须隔离，所以输入过压、欠压的检测和保护电路用另一路辅助电源供电，其保护信号由光电藕合器隔离后与输出过压信号连在一起。前面二种保护电路的输出经过与非门的运算后，成“或”的关系，即只要发生一种故障，与非门的输出即输出低电平，光电祸合器IC7不导通，使二极管D22导通；而输出过压时，保护电路IC6B输出高电平直接使二极管D23导通，高电平加到UC3875的CS脚，使UC3875的输出全部关断。输出欠压时，比较器输出高电平，发光二极管LEDI点亮，发出欠压信号。为了保护主功率管不致过流烧毁，利用电流互感器T4检测变压器的原边电流，D15D18将检测到的电流信号整流后，经由IC4B，D19引到UC3875的电流检测端CS脚。当原边电流过流时，检测到的电流信号超过25V，UC3875的输出全部关断。图17保护电路35驱动电路在选择开关管的驱动电路时，考虑了以下四个因数1、主功率管选用的是MOSFET，MOSFET是电压型驱动方式；2、本开关电源采用移相控制方案，每个桥臂的两个开关管互补导通；0183、芯片UC3875提供了四个输出电流峰值为100MA的图腾柱输出级；4、每个桥臂的两个开关管的驱动电路要相互隔离。由于同一桥臂的两只开关管的驱动信号均为正负半周对称的交流信号，因此可用一个三绕组的高频变压器来产生。在驱动变压器的原边串接了一个100电阻，用以限制原边最大电流。由于驱动变压器驱动同一个桥臂两个功率管，因此要求绕组之间必须有200V以上的绝缘电压。36软启动功能UC3875芯片具有软启动功能，即输出的脉冲宽度从零开始逐渐增加到最大值，以减少启动电流冲击，并且可以防止开机瞬间变压器可能产生的饱和现象。通过在芯片的软启动端6脚接一适当的电容，就可以使UC3875具有软启动功能。37主电路参数设计371高频变压器的设计1）原副边匝比的确定为了提高脉冲变压器的利用率11，变压器的原副边匝比应尽可能的大一些。这样可减小功率管的通态电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，提高系统的效率和可靠性。为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压来选择。本变换器输入直流电压为25V，允MINV许最低输入电压珠21V。另外全桥移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，INM额定负载时，选择副边的最大占空比为085，则变压器副边所需要的最低电压为/6007205/08574V（17）INSVODIFVSECMAX其中为输出电压。是输出整流二极管的通态压降，输出滤波电感铜损IFV带来的直流压降，故高频变压器原副边变比为N/21/74028（18）MINVIS2）确定变压器原边和副边的匝数由于变压器工作在双向矩形脉冲状态，根据参考文献，原边匝数NP可由下式决定（19）0367120459134MAXGWSFPABFKVDN取NP3匝。式中为原边最大占空比，由于死区时间设定为25PS，故AXP09。MAXPD副边匝数为NSNP/N3/02811匝3）原副边导线的选用原边绕组裸线面积额定负载时变压器原边电流近似值为（20）AVPIINAP24198025MX其中为变压器的最大输出功率，为变压器的效率，为输入的最低电MAXOMINV压。原副边的电流密度J（323（92）JKJWAE140JKXPA1715A/CM（21）140则原边绕组裸线面积为ST/J146/1715085CMPI2副边绕组裸线面积流过副边绕组的电流是全波电流，所以流过的电流有效值IS为SNSNIS05046AMAXSODI850（22）的导线截面积为SIIS/J046/171500027CMSN2372饱和谐振电感可饱和电感的电感量LR23H，饱和电流063A。CI373输出滤波电感的设计输出滤波电感的电感量按经验公式算法，当输出电流在二分之一脉动值时输出滤波电感电流应当保持连续状态。这样本变换器的输出滤波电感电流的脉动可选为IA。所以输出滤波电感量可按下式计算（23）VDTFIEOIOFVL21MIN2考虑到输入电压是变化的，当输入电压最高，25V时，取最大值MAXINFL104MH，实际选择16MH。FLF输出滤波电感的最大电流根据式（23），将F16MH代入，可求出实际的065ALMINOI这样输出滤波电感电流的最大脉动值为MAX2IOMAX206513A。这LF样滤波电感电流最大值是24MAXMAXAX50TFOTFIII得10513165AMAXMAXAX50TFOTFIII374输出整流管的选择对于低压大电流输出的整流电路12来说，一般采用全波整流，这样可以降低整流电路的损耗，但主变压器得需要一个中心抽头，制作工艺变的麻烦。对于高压输出的整流电路来说，一般采用桥式整流，变压器只要引出两根线即可。1额定电压整流管的最大反压为变压器副边电压幅值25VNVPSIN830125MAX在整流管开关时，由于变压器的副边存在漏感，这漏感值会与整流管的结电容产生振荡，所以实际整流管的反向耐压值应是833V的两倍以上。考虑两倍余量，可以选用大于28331666V的整流管2）额定电流在全桥整流电路13中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是当变压器的副边流管同时导通，可以近似认为流过它们的电流相等，即均为负载电流的四分之一。这样可按下式来近似计算整流管的电流262414/2SASDRDIIO变压器的副边的最大占空比为085，最大负载电流为05A，根据上式可计算出A。整流管中流过的最大电流为165A。507DRI375输出滤波电容的选择电容的计算可用以下公式272210/18DTFINOOVVFLC与计算输出滤波电感同样的道理，当输入电压最高时，VIN5MAX考虑到电解电容频率特性较差，实际选取3个470UF/450V电解电容FCO10并联。为了降低ESL和ESR，抑制尖峰，在电解电容旁边并联一些无极性的无感电容。4建模与仿真MATLAB是一种功能强大的仿真软件14，SIMULINK是MATLAB中的一种可视化仿真工具，它可以进行各种各样的模拟电路和数字电路仿真，并给出波形输出和数据输出，无论对哪种器件和哪种电路进行仿真，均可以得到精确的仿真结果。采用SIMULINK仿真分析方法，可直观、详细的描述全桥移相零电压开关电路由启动到达稳态的工作过程，并对其中各种现象进行细致深入的分析，便于我们真正掌握它们的工作特性。41全桥移相零电压开关电路仿真全桥移相零电压开关电路如图18，仿真电路中所用原件参数如下输入的直流电压为；VIN25开关频率；KHZFS0饱和谐振电感；LR23临界饱和电容；AIC6并联谐振电容；F104321输出滤波电感；MHLF输出滤波电容；CO0负载纯阻性负载。图18全桥移相零电压开关电路仿真模型图