【自动化】基于apfc的单相pwm整流器的设计3

武汉理工大学毕业设计（论文）基于APFC的单相PWM整流器的设计学院（系）自动化学院专业班级电气1101班学生姓名朱阳指导教师黄亮学位论文原创性声明本人郑重声明所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名年月日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密囗，在年解密后适用本授权书2、不保密囗。（请在以上相应方框内打“”）作者签名年月日导师签名年月日摘要I第1章绪论111本课题研究目的和意义112国内外发展现状113本论文主要工作2第2章PWM控制技术与APFC技术321PWM简介322PWM控制原理和应用3221PWM控制的基本原理3222PWM计算法和调制法523功率因素校正技术724BOOSTPFC电路与BUCK电路的对偶性825PFC技术分类1026基本的两种功率因素校正技术12第3章系统方案设计1531技术要求1532方案设计与选择15321单相电压型全桥整流电路15322升压式（BOOST）APFC整流电路1733方案的比较与选择18第4章电路的设计1941控制策略的选择19411APFC电路的分析19412滞环控制方法的选择2042主要参数的计算21421BOOST升压电路中的电感电容计算21422反馈环节的设计22第5章MATLAB仿真实验2351MATLAB仿真23第6章总结与展望24参考文献25附录A英文翻译（原文部分）26附录B英文翻译（译文部分）31致谢36摘要分析单相电压型PWM整流电路功率因素校正电路的工作原理和工作模式,功率因数校正（PFC）技术诞生与20世纪80年代，它采用的是高频开关工作方式，具有体积小，重量轻，效率高，输入功率因素（PF）接近的优点，采用PWM进行控制,其中控制方法采用的是电流滞环比较法，因硬件电路简单，属于实时控制，电流响应快，对负载的适应性强，由于不需要载波，所以输出电压不含特定频率的谐波分量，另外，这种控制方式，有利于提高电压利用率选择适当的工作模式和工作时序,可使PWM整流电路的输出直流电压得到有效的稳定值。同时也调节了交流侧电流的大小和相位,实现能量在交流侧和直流侧的双向流动,并使变流装置获得良好的功率因数。最后建立其MATLAB的仿真模型,验证了设计的正确性。关键词PWM整流，功率因素校正，功率因数ABSTRACTANALYSISOFSINGLEPHASEVOLTAGESOURCEPWMRECTIFIERCIRCUITPOWERFACTORCORRECTIONCIRCUITANDWORKINGPRINCIPLEOFWORKMODE,POWERFACTORCORRECTIONPFCTECHNOLOGYWASBORNINTHE1980S,ITADOPTSTHEHIGHFREQUENCYSWITCHINGIS,HASTHEADVANTAGESOFSMALLSIZE,LIGHTWEIGHT,HIGHEFFICIENCY,THEINPUTPOWERFACTORPFCLOSETO1,CONTROL,USINGPWMCONTROLMETHODISCOMPARATIVE,HYSTERESISCURRENTHARDWARECIRCUITISSIMPLE,BELONGSTOTHEREALTIMECONTROL,FASTRESPONSETOLOADCURRENT,THEADAPTABILITY,BECAUSEDONOTNEEDCARRIER,SOTHEOUTPUTVOLTAGEEXCLUDINGSPECIFICFREQUENCYHARMONICS,INADDITION,THECONTROLMODE,ANDISHELPFULTOIMPROVETHEEFFICIENCYOFSELECTINGTHEAPPROPRIATEWORKINGMODEANDWORKTIMING,CANMAKETHEPWMRECTIFIERCIRCUITOUTPUTDCVOLTAGESTABILITYOFEFFECTIVELYALSOADJUSTTHEACCURRENTOFTHEAMPLITUDEANDPHASE,REALIZETHEACANDDCPOWERINTHEBIDIRECTIONALLATERALFLOW,ANDMAKEGOODCONVERTERDEVICEOFPOWERFACTORFINALLYTHESIMULATIONMODELISESTABLISHED,ANDITSMATLABVERIFIESTHECORRECTNESSOFDESIGNKEYWORDSSINGLEPHASEVOLTAGETYPE,PWM,RECTIFIER,POWERFACTORCORRECTION,THEPOWERFACTOR,CURRENTHYSTERESISCOMPARISON,MATLAB,SIMULATION第1章绪论11本课题研究目的和意义电能是当今最重要的能源形式，使用最方便，适用范围非常广，并且是清洁无污染的。电能变换则是用电之门，是用好电的必由之路。供人类使用的电能都是通过一些方法生产或收集得来的，发电站是交流电网的源头。直接从电网或电池汲取的电能在某种意义上都是“粗电”。在大多数情况下，使用这些“粗电”都不能尽如人意，譬如电网上的电就不一定好使，需要稳压器等对电网的“粗电”进行整合和修补，相应的电力电子技术应运而生蓬勃发展。目前在各个领域实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电路或二极管整流电路。据我们对晶闸管整流电路的学习理解，晶闸管相控整流电路的输入电流滞后于电压，其滞后角度随着触发延迟角的增大而增大，位移因数也随之降低。同时，输入电流中谐波分量也相当大，因此功率因素很低。二极管整流电路虽然位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低。如前所述，PWM控制技术首先是在直流斩波电路和逆变电路中发展起来的。随着IGBT为代表的全控型器件的不断进步，在逆变电路中采用的PWM控制技术已相当成熟。目前，SPWM控制技术已在交流调速用变频器和不间断电源中获得了广泛的应用。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路的适当控制，可以使输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1。基于APFC高频PWM单相整流器不仅实现了开关电源的高功率因数校正,减小开关电源对电网的无功污染和谐波污染,同时增加了整流器的转换效率,降低线路损耗、节约能源。因其有良好的输入输出特性基于APFC高频PWM单相整流器有着广泛的应用市场。PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用，并对电力电子技术产生了十分深远影响的一门技术。PWM控制技术在晶闸管时代就已经产生，但是为了使晶闸管通断要付出很大的代价，因而难以得到广泛应用。以IGBT，电力MOSFET等为代表的全控型器件的不断完善给PWM控制技术提供了强大的物质基础，推动了这项技术的迅猛发展，使它应用到整流，逆变，直直，交交的所有四大类变流电路中。12国内外发展现状目前，电力电子产品较好地满足了我国的市场需求，但新型电力电子半导体器件仍需依靠进口。专家评估认为，与发达国家相比，我国在应用基础研究深度方面的差距至少为510年；在电源产品的质量、可靠性、开发投入、生产规模、工艺水平、先进检测设备、工人素质、持续创新能力和公司体制等综合实力方面的差距约为1015年；特别是对电源产品和装置性能有极其重要影响的新型场控器件的芯片制造技术，目前还处于非常落后的状态。展望21世纪电力电子产业或电源产业的发展趋势，其动向就是围绕提高效率、提高性能、消除电力公害、减少电磁干扰和电噪声进行不懈的研究。为此，我国电力电子行业未来几年开展研究的重点领域应是进一步提高电能变换效率，降低待机损耗；避免电力公害，尽量减少网侧电流谐波，并使网侧功率因数接近1；提高电源装置和系统的电磁兼容性；降低电噪声；通过实施高频化、元件小型化和先进工艺，实现产品的小型化和轻量化。13本论文主要工作1基本原理的介绍，了解PWM技术与APFC技术2两种整流方案的原理比较，以及方案的选择3硬件电路的设计，相关器件的计算与选择4MATLAB的仿真与调试5结论与展望第2章PWM控制技术与APFC技术21PWM简介PWM的全称是PULSEWIDTHMODULATION（脉冲宽度调制），它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛地用于电动机调速和阀门控制，比如我们现在的电动车电机调速就是使用这种方式。SPWMSINUSOIDALPWM法是一种比较成熟的,目前使用较广泛的PWM法前面提到的采样控制理论中的一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。22PWM控制原理和应用221PWM控制的基本原理FTTTOABCDTOTOTOFTFTFT图221形状不同而冲量相同的各种窄脉冲在采样控制理论中有一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异，例如图A、B、C所示的三个窄脉冲形状不同。其中如221A为矩形脉冲，图221B为三角形脉冲，图221C为正弦半波脉冲，但它们的面积都等于1,，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。当窄脉冲变为图221D的单位脉冲函数T时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。图222A的电路是一个具体的例子。图中ET为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图221A、B、C、D所示，为电路的输入。该输入加在可以看出惯性环节的RL电路上，设其电路IT为电路的输出，图222B给出了不同的窄脉冲时IT的波形。从波形可以看出，在IT的上升段，脉冲形状不同时IT的形状也略有不同，但其下降段则几乎相同。脉冲越窄，个IT波形的差异也越小。如果周期性地加上述脉冲，则响应IT也是周期性的用傅里叶级数分解后将可看出。AOBTBDCAITITET图222冲量相同的各种窄脉冲的响应波形各IT在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。下面分析如何用一系列等副不等宽的脉冲来代替一个正弦波。把图223的正弦波分成N等份，就可以把正弦半波看成是有N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于/N,且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等副而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲相应的正弦波部分面积相等，就得到图B所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，个脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦波规律变换的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦波规律变化和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM波形。TOUAB图63OUT图223PWM波代替正弦波要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。PWM波形可分为等幅PWM波河不等幅PWM波两种。由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。如直流斩波电路。其PWM波都是又直流源产生的，由于直流源电源幅值基本恒定，因此PWM波是等幅的。不管什么PWM波，都是基于面积等效原理来进行控制的，因此其本质是形同的。222PWM计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求，调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波。调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。载波比载波频率FC与调制信号频率FR之比，NFC/FR根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持FC固定不变，当FR变化时，载波比N是变化的，在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称，当FR较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小，当FR增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，FR变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。下面分析，三相电路中公用一个三角波载波，图224为同步调整三相PWM波形，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数FR很低时，FC也很低，由调制带来的谐波不易滤除，R很高时，FC会过高，使开关器件难以承受。图224PWM调制波形23功率因素校正技术采用乘法器的PFC电路，其中特别是BOOSTPFC电路，是20世纪80年代出现的应用广泛的PFC电路。它的显著特点是电路工作在连续导电模式（CCM）,功率因素校正电路可以获得较大的功率转换容量，适合于200W以上逆变器应用，是一种技术比较成熟的PFC电路。要提高整流器的输入功率因素有两个途径一是输入电流正弦花，二是使输入电流与输入电压同相位。直流滤波电容的值越大RLCD的值就越大，功率因素就越低。所以，为了提高整流器的输入功率因素，和电压跟随器PFC电路相同，必须用有源校正电路吧整流器与直流滤波电容隔开，这就要求有源校正电路必须是DC/DC变换器，为了保证输入电流正弦化并跟踪输入电压，使它们的波形相同，相位差等于零，有源校正电路又必须是可控的；为了更有效地使输入电流正弦化，是输出功率差与输入功率在每一瞬间都相等，有源校正电路又必须工作在高频开关状态。满足上述这些要求的有源校正电路，通过设计，几乎所有类型的DC/DC开关变流器都可以实现功率因素校正。例如BUCK、BOOST、BUCKBOOST、CUK、SEPIC、ZETA变换器等。这就是说所谓的有源功率因素校正电路实际上就是就是接在整流器与直流滤波电容之间的，采用PWM控制的BUCK、BOOST、BUCKBOOST、CUK,SEPIC、ZETA等DC/DC变流器。对于乘法器控制的有源校正电路，由于要对输入电流的波形和相位进行控制，故控制电路必须加入市电网侧输入电流反馈的内环为了都输出电压进行控制，有必须加入直流输出电压反馈的外环。为了使输入电流在波形和相位上很好地跟踪输入电压，控制电路又必须工作在高频PWM状态，这样就可以得到乘法器控制的PFC电路的原理图，如图231所示，用这样构成的有源功率因素校正整流器其网侧输入功率因素可以提高到接近于1，总的输入电流波形畸变因素接近于1，谐波含量3。直流输出电压也可以维持在一定的范围内。开关频率越高，效果越明显，当开关频率FS249HZ时，即可以使输入功率因素PF095。功率因数校正（PFC）技术诞生与20世纪80年代，它采用的是高频开关工作方式，具有体积小，重量轻，效率高，输入功率因素接近的有点，因而受到了人们的关注。但20世纪80年代的功率因素校正技术大部分是寄予BOOST电路原理。所以说20世纪80年代是BOOST功率因素校正年代。这个阶段的注意特点是校正器采用的是“乘法器（MULTIPLIER）原理进行控制，校正器工作在连续导电模式（CCM）可以获得较大的功率转换容量。但是控制比较复杂，不适合200以下小容量使用20世纪80年代后期又针对小容量整流器提出了电压跟随器校正技术，校正器工作在不连续导电模式（DCM），使控制电路大大简化，很适合200以下小容量整流器使用，一般不能用在较大功率整流器中。20世纪90年代是功率因素校正技术大发展的阶段，在这一阶段，功率因素校正技术的理论日趋完善，校正技术与软开关技术相结合，进一步提高了功率因素校正技术电路的性能。URL低通滤波器CDUR乘法器内环外环BUCKBOOSTBUCKBOOSTCUKSEPICZEA图231乘法器控制的PFC原理框图24BOOSTPFC电路与BUCK电路的对偶性整流器的负载是逆变器，逆变器有电压型和电流型两种。考虑到这种需要和有源校正DC/DC变换器的输入特点，有源校正电路从输入结构形式来分，又可以分为电感输入型和电容输入型两种。所谓电感输入型，就是用电感L作为输入的电路，这类电路的典型代表是BOOST有源功率因素校正电路，它主要用于电压型逆变器。这种电路的特点是电路连续，缺点是只能升压不能降压、启动及过载冲击大、保护困难、空载性能差，所谓电容输入型，就是用电容C作为输入的电路，这类电路的典型代表是BUCK有源功率因素校正DIALUP，它主要用于电流型逆变器。这种电路的优点是可靠性高、抗短路能力强，缺点是电路复杂、电流不连续、只能降压不能升压。电感输入型与电容输入型PFC电路的组成如图241所示，其中图A为电感输入型，图B为电容输入型，这两种电路是对偶的。表一给出了电感输入型和电容输入型PFC电路的对偶性对照表，表一电感输入型与电容输入型PFC电路的对偶性对照实际上，对于BUCK有源校正电路的大量工作研究工作都是以电压源输入为目的，这是因为逝市电电网本身是一个电压源，同时电压型逆变器应用也有比较多的原因。在作为电压源输出时，对于单相高功率因素应用是有局限的，无论采用连续或断续控制，在交流输入电压低于输出电压时，输入电流是不存在的，这样，输入功率因素因电流而难以提高，对于图8所示的原理框图中，六种DC/DC变换器电路都可以互相采用，但是应用较多的是BOOSTPFC电路，这是因为它的网侧输入电流总是连续的，而且由于储能电感常常接在输入端，所以控制电感电流按正弦变化就可以提高整流器的功率因素。这种控制电感电流的方式就是通常所说的“电路模式控制方式。目前电流模式控制方式有两种，电路项目电感输入型电容输入型电路BOOSTBUCK电源UI储能LC直流滤波CDLD输出UDOID开关工作方式开关管开通开关管关断开关管关断开关管开通PWM控制方式CCM电流滞环DCM电感电流断续CCM电压滞环DCM电容电压断续即“峰值电流”模式控制和“平均电流”模式控制。仔细研究发现，峰值电流模式对功率因素校正整流器的动态性能有不利的影响，二平均电流模式则能成功地解决上述问题。这种控制思想对BUCK和BUCKBOOST电路也是适合的。UCDLBOOSTPFC电路乘法器控制器IUDORLA）UBOOSTPFC电路乘法器控制器IUDORLCDLB）图241电感输入型与电容输入型PFC电路A）电感输入型B）电容输入型25PFC技术分类根据控制方式，两级PFC又可以分为PWM控制和变频控制。单级PFC主要分为BOOST和BUCKBOOST，BOOST又分为两端模式和三端模式。BOOSTPFC的优点是输入电流应力小、效率高；而BUCKBOOSTPFC输入电流应力较大，但储能电容电压较低，功率因素也高一些，图251为两级和单级变换器。从开关型式来分，PFC电路又可分为硬开关电路和软开关电路（ZCS或ZVS）两种类型，不管是单相PFC或是三相PFC电路，研究表明。所有的DC/DC开关变换器如BUCK、BOOST、CUKBUCKBOOST、SEPIC、ZETA等，都可以用于功率因素校正。这些变换器工作于不同导电模式时，其功率因素校正的机理也不相同。工作于连续导电模式时CCM,应用乘法器（MULTIPLIER）式控制电路；工作于不连续导电模式时（DCM）,应用电压跟随器（VOLTAGEFOLLWOER）式控制电路。单相或三相整流器PFCDC/DC单相或三相输入PFC控制器DC/DC控制器UDOUINIINA）单相或三相整流器单相或三相输入DC/DC控制器UDOUINIINPFC而工作在CCM导电模式的乘法器PFC在电压跟随器PFC电路中，变换器工作在DCM模式中，因此由二极管反向恢复电流引起的开光关断损耗也较低。但是从校正器变换的功率容量来说，前者只适合与200W以下的容量，而工作在CCM模式的乘法器方式的PFC却可以应用于200W以上的容量。26基本的两种功率因素校正技术在20实际80年代中期，功率因素校正器的研究以乘法器方式为主，其基本原理如图261所示。图中BOOST变换器工作在连续导电模式（CCM）,其电感电流就是输入电流。电感电流被采样并被控制，使其幅值与输入电压相位相同的正弦波参考信号成正比，从而达到功率因素趋近1的校正目的；乘法器方式PFC电路还可以根据输出电压反馈信号，利用一个乘法器电路来控制正弦参考电流信号，从而得到可以调整的输入电压。有关乘法器型PFC技术的控制方式可以分为三种即恒频控制（CONSTANTFREQUENCYCONTROL）恒误差带控制（CONSTANTTOLERANCEBANDCONTROL）和变差带控制（VARIABLETOLERANCEBANDCONTROL）。基于BOOST变换器、连续导电模式下的乘法器功率因素校正电路可以获得很大的转换容量，在工业上已得到广泛应用。其控制电路已有单片集成电路实现，如MC34262,对这一类功率因素校正电路的研究方向是研究新的主电路结构和研究各种新的控制技术，如滑膜SLIDINGMODE控制和单周期（ONECYCLE）控制等。这种PFC技术的特点是连续导电模式（CCM）、采用乘法器控制、需要引入多个反馈方式控制电路复杂、转换容量大,可用于200W以上的PFC电路。U低通滤波器VDCDLURUDOIRS乘法器RL图261典型的乘法器方式PFC电路电压跟随器功率因素校正技术，为了研究适合200W以下小功率容量的PFC电路，20世纪80年代末，由DOC、SDFREELAND首先提出了利用不连续导电模式（DCM）进行功率因素校正的概念，出现了功率因素电压跟随器PFC技术。“电压跟随器|”这个词是首先由KHLIU应用到功率因素校正技术中的。基本的电压跟随器BOOSTPFC电路如图262所以URL低通滤波器VDCDLRURUDOSPWM控制器CFL图262电压跟随器BOOSTPFC电路此电路工作在不连续导电模式（DCM），开关S由输出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于电感电流峰值基本上成正比于输入电压，因此，输入电路波形将自然地跟随输入电压波形。实际上，对于不同的变换器结构，输入电流波形将会出现不同的程度的畸变，但这对输入功率因素的影响不大。与乘法器型PFC电路相比，电压跟随器PFC型电路可以直接采用常规的PWM调节老控制输出电压和同事获得接近于1的输入功率因素，因此控制电路简单，仅需要一个输出电压开关控制开关，现有的多数开关电源PWM控制集成电路都可以用来作为电压跟随器输出二极管反向恢复电流而带来的问题。第3章系统方案设计31技术要求本课题研究的技术指标如下输入技术指标输入电压220VAC频率50HZ相数为单相。输出技术指标额定输出电压48VDC额定功率为6KW，PF9999。其他技术要求采用MOS管实现该整流功能。32方案设计与选择从技术要求上来看，目前可实现此整流功能的电路方案有单相电压型全桥式整流电路以及升压式BOOSTAPFC整流电路，下面对两种电路方案进行分析。321单相电压型全桥整流电路3211单相电压型全桥式整流电路的主电路单相电压型全桥式整流电路的主电路如图3211所示，左边为输入交流电压220V，L为输入侧的电感，它的主要作用是滤掉输入侧的电流谐波；桥壁为4只MOS管，采用给定取反的控制电压实现整流功能，C为储能电容器，C的容量足够大，负载R上的能量由C充放电维持。整流器全桥交流电压检测移相器正弦波发生器驱动电路PWM比较器反馈电路直流参考电压三角波发生器变频器U1LCRURUCRFFUEUFVL3212单相电压型全桥式整流电路的控制电路的方框图在图3212中，UR为正弦波电压，其频率FR等于输入电压频率F50HZ。UC为三角波电压，其频率FCKFRK为频率比，幅值UCMURMM（M为调制比）。UC与UR的相位差为。（这里的相位差为初始相位差）。UR和UC在PWM比较器进行比较，按照规定的时序提供整流器全桥电路所需要的触发脉冲控制MOS管，使整流电路工作在整流状态。在控制电路中，除PWM比较器外，关键部分为UR和UC的产生。UR的产生UR是电网电压U1同频率的正弦波，这就决定了UR受控于U1在设计图纸中，输入电压U1经交流电压检测电路和移相器进行幅值变换和产生相移后，输送到正弦波发生器的一个输入端。输出的直流电压的反馈电压UF和直流参考电压V1比较后，得到误差电压UE，UE反应了输出直流电压UL的波动。UE输送到正弦波发生器的另一输入端。正弦波发生器的输出UR的幅值和相位满足调制比M和相移的要求。UC的产生UC为三角波或锯齿波，其频率FCKFRKF，幅值固定为UCMURMM，UC的初始相位角超前于UR的角度为。为满足上述要求，将输入电压U1的频率F经变频器变换为KF，此信号作为三角波发生器的时钟脉冲，三角波发生器的输出UC的频率即为FCKFR。由于UR滞后于U1D的相位角，则UC超前于UR的相位角为。322升压式（BOOST）APFC整流电路3221升压式（BOOST）APFC整流电路主电路在MOS管导通时，输入电压通过整流桥给电感充电，能量储存在电感线圈中，。此时电容C经过负载放电，R上的电压即为输出电压，上正下负，由于二极管的作用，电容不能通过MOS管放电。在MOS管关断时，L中的磁场改变电感线圈L两端的电压。此时输出电压为整流后电压加上电感电压的和，由于这两个电压极性相同，使得输出电压高于整流后电压，形成升压形式。电压调节器直流参考电压直流电压检测三角波发生器SPWM比较器电流调节器乘法器交流电压检测交流电流检测驱动电路URUCUFLMOSRGCRU图3222升压式APFC整流电路的控制电路方框图图3222的主要功能为（1）通过检测和跟踪输入电流实现输入电流的近似正弦化，达到电网一侧单位功率因数。（2）通过检测和跟踪输出直流电压的波动，实时调节输出直流电压，达到输出直流电压的稳定。以上功能的实现是依靠改变调制电压UR的幅值即改变调制比M来达到的。33方案的比较与选择PWM整流器具有双向传输功能，能有效的实现输入电流的整形。目前，个人计算机和家用电器的高速发展，需要小功率电源，若采用具有双向传输功能的PWM整流器，会增加个人计算机和家用电器的造价。为适应这种要求，APFC电路不经能实现输出直流电压的调节，还能实现电网一侧单位功率因数。对比上述的两种方案。单相PWM全控整流需控制4个MOS管的通断以实现整流功能，控制电路复杂。而APFC整流方案，需控制1个MOS管的控制，控制电路较简单，且具有诸多优点，故决定选用APFC整流方案实现控制。第4章电路的设计41控制策略的选择411APFC电路的分析有源功率因素校正（ACTIVEPOWERFACTORCORRECTION，APFC）电路。是指在传统的不控整流中融入有源器件，使得交流侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性，改变功率因数的一种高频整流电路。基本的单相APFC电路在单相桥式不可控整流器和负载电阻之间增加一个DCDC功率变换电路，通常采用BOOST电路。通过适当的控制BOOST电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压相同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因素提高到近似1，其电路图如图411所示假定开关频率足够高，保证电感L的电流连续输入电容C足够大。输入电压UO可以为是恒定直流电压，电网电压UI为理想正弦，即UIUMSINT，则不可控整流桥的输入电压UD为正弦半波。UDUM。UITSINUIDCLQRULUOUDIIIL图411APFC电路原理图当开关管Q导通时，UD对电感充电，电感电流增加，电容C向负载放电，当Q关断，二极管D导通时，电感两端电压UL反向，UD和UL对电容充电，电感电流IL减小。电感电流满足LULDTITSTOTKNKONKUTM,SII通过控制Q的通断，即调节占空比D,可以控制电感电流IL。若能控制IL近似为正弦半波电流，且与UD同相位，则整流桥交流侧电流II也近似为正弦电流，且与电网电压UI同相位，即可达到功率因素校正的目的，维持需要引入闭环控制。412滞环控制方法的选择控制器必须实现以下两个要求一是实现输入直流电压UO的调节，使其达到给定值二是保证网侧电路正弦化，且功率因素为1。即在稳定输出电压UO的情况下。使电感电流IL与UD波形相同。采用电压外环、电流内环的单相APFC双闭环控制原理如图42。电压外环的任务是得到可以实现控制目标的电感电流指令值IL,给定输出电压UO减去测量到的实际输出电压UO的差值，经PI调节器后输出电感电流的幅值指令IL，测量到的整流桥出口电压UD除以其幅值UM后，可以得到表示UD波形的量UD，UD为幅值为1的正弦波，相位与UD相同，IL与UD相乘，便可以得到电感电流的指令值IL。IL为与UD同相位的正弦半波电流，其幅值可控制直流电压UO的大小。电流内环的任务是通过控制开关管Q的通断，使实际的电感电流IL跟踪其指令值IL。此处采用滞环控制方法。根据电感电流的公式，当Q导通是电感电流增大，当Q关断时电感电流减小。令IL减去IL。若差值IL0，令Q导通，以增大IL，可以保证实际的电感电流IL在其指令值IL附近波动，波动的大小与滞环宽度有个，即与设定的ILMAX和ILMIN有关。UIDCLQRULUOUDIIIL1/UM乘法器PIUDUDUOILUOIL电压外环电流内环IL图412APFC控制框图42主要参数的计算421BOOST升压电路中的电感电容计算已知参数输入电压UI25V输出电压UO48V输出电流IO与R的取值有关，暂取输出电流为1A进行计算工作频率F，取高频100KHZ输出纹波UPP取96MV。计算参数（1）占空比DON稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即UIDON（FL）UOUDUI（1DON）（FL）。整理后可得DONUOUDUI（UOUD），参数带入，DON0572。（2）电感量L先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量，其值为UI（1DON）（F2IO），参数带入，LX385UH。当电感小于此值时输出纹波会随电感量的增加而变化明显，而当电感量大于此值LX时输出纹波随电感量变化的影响几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面的影响取L60UH（3）输出电容C根据公式CIODON（FUPP），参数带入C995UF422反馈环节的设计由第3章中APFC的控制框图3222可知，本方案以测量的直流输出电压信号为反馈信号，与给定值48V输出的直流电压进行对比确定误差，将此误差作为调节信号进行调制，因此还需增加一个PID环节，以增加整流电路的稳定性。PID调节器内部结构关于PID参数的整定，由MATLAB仿真软件中画出的整流电路仿真图进行不断的调试以及微调，以确定最终合适的PID参数。第5章MATLAB仿真实验51MATLAB仿真在SIMULIK中的SIMPOWERSYSTEMS中选取以下仿真器件PIDCONTROL（PID调节器）、RELAY（滞环比较器）、单相AC电压源、电流和电压测量表、UNIVERSALBRIDGE（通用桥电路）、MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、DIODE（电力二极管）、GAIN（滤波器）、SERIESRLCRRANCH（RLC器件）、PRODUCT（乘法器）、CONSTANT（常数）、SCOPE（示波器）、DIVIDE除法器、POWERGUI（仿真的工作环境）、DISPLAY（显示器）得到如图所示的仿真电路图。图43MATLAB整流电路仿真电路图根据设计要求输入为220V50HZ交流电，经过22025的变压器实现降压，经过整流全桥实现整流，整流后经过一个BOOST电路使输出电压升高到输出要求48V。MOS管的控制信号为滞环控制，采用电压外环、电流内环的单相APFC双闭环控制原理进行反馈。在MATLAB仿真实验中通过对电路上各种元件参数的微调，以及PID参数的调试，得出整流波形。第6章总结与展望本文所做的重要工作主要是对电力电子中整流电路的基础部分进行了研究，对PWM整流以及APFC整流技术进行了研究，在学习中，主要对两种整流方案的设计及其控制进行了了解比较，对于APFC方案的设计中，主要是APFC整体电路的设计布局；MOS管驱动电路的设计，即电流滞环比较法控制系统的研究；最后以及MATLAB仿真实验中参数的选择，反馈环节PID控制环节参数的选择。仿真后期的波形仍然存在一些问题，但基本满足整流要求，同时反映出BOOST整流电路中纹波大的缺点，以及高功率因数的优点。展望未来的电力电子行业，各种新的技术飞速发展，新电路结构的提出，把DC/DC变换器中的新技术应用到PFC电路中（如软开关技术、开关电容功率网络等），新型控制方法以及基于新电路结构的特殊控制方式。单级PFC以及稳压开关变换器的稳定性研究。现有的功率因素校正技术给整流电路设备带来的附加成本和气复杂性，极大地限制着这一技术的广泛应用，因此降低成本、结构简单、容易实现具有软开关性能响应速度快、低输出纹波的单级隔离高功率因素是目前研究人员追求的目标，可以相信，随着电力电子技术的发展，功率因素校正技术会越来越完善，应用也会越来越广泛。加快开发高频电力晶闸管，研究更好的PWM控制方法，经济更好，效率更高。参考文献张占松，蔡宣三开关电源的原理与设计北京电子工业出社，林飞,杜欣电力电子应用技术的仿真北京中国电力出版社，黄忠林，黄京电力电子技术实践北京国防工业出版社毛兴武，祝大卫功率因数校正原理与控制及其应用设计北京中国电力出版社，王跃林，申群太基于数字控制的系统的设计通信电源技术，苏娟，程杰斌，解茜草基于变换器拓扑电路的建模与分析现代电子技术，何新霞，张加胜基于的高功率因数整流器的建模与仿真计算机仿真，陶玉波，田虎，杨承志，林弘无桥拓扑有源的理论和仿真研究电力系统保护与控制，王凡，王志强一种高效率的无桥拓扑的研究电能质量管理，刘桂花，刘永光，王卫无桥技术的研究，电子器件昌建军，李春燕，陈新型功率因数校正变换器的数字控制研究通信电源技术，附录A英文翻译（原文部分）1PWMPROFILEPULSEWIDTHMODULATIONPWMISTHEUSEOFDIGITALOUTPUTMICROPROCESSORCONTROLOFANALOGCIRCUITOFAKINDOFVERYEFFECTIVETECHNOLOGY,WIDELYUSEDINMEASURING,COMMUNICATIONWITHTHETRANSFORMATIONTOTHEPOWERCONTROLINMANYAREASINSHORT,ISAKINDOFPWMSIGNALLEVELSIMULATIONMETHODOFDIGITALCODINGTHROUGHTHEUSEOFHIGHRESOLUTIONCOUNTER,THETORQUECURRENTSHCHWASUSEDTOSIMULATEAMODULATEDSIGNALCODELEVELPWMSIGNALISSTILLINAGIVENNUMBER,BECAUSEANYMOMENT,FULLOFAMPLITUDEOFTHEDCPOWERSUPPLYORHAVEON,ORCOMPLETELYWITHOUTOFFVOLTAGEORCURRENTSOURCEISAKINDOFTONGONOROFFTHESEQUENCEOFPULSEREPETITIONISADDEDTOTHEANALOGLOADUPTHETIMEISDCPOWERSUPPLYISADDEDTOTHELOADONTHEBREAK,WHENTHEPOWERISDISCONNECTEDASLONGASBANDWIDTH,ANYSIMULATIONVALUEISENOUGHTOUSEAPWMCODED2ADVANTAGESONEADVANTAGEOFPWMCONTROLLEDSYSTEMFROMPROCESSORTODIGITALSIGNALSARE,NOANALOGTODIGITALCONVERSIONFORTHESIGNALCANBEKEPTFORDIGITALFORMTOMINIMIZENOISESTRONGENOUGHTONOISEINONLYONECHANGEWILLBELOGICALFORLOGIC0ORLOGIC0FORLOGIC1,CHANGEOFDIGITALSIGNALCANALSOINFLUENCETOENHANCETHECAPABILITYOFNOISERESISTANCEISRELATIVETOTHEANALOGCONTROLPWMANOTHERADVANTAGE,ANDITISALSOUSEDINSOMETIMEWILLPWMISTHEMAINREASONFORCOMMUNICATIONFROMANALOGTOPWMCANGREATLYEXTENDCOMMUNICATIONDISTANCEINTHERECEIVER,THROUGHTHEPROPERRCORLCNETWORKCANFILTEROUTHIGHFREQUENCYMODULATIONSIGNALANDREDUCTIONFORTORQUECURRENTSIMULATIONFORMPWMCONTROLTECHNOLOGYOFFREQUENCYCONVERSIONTECHNOLOGYISONEOFTHECORETECHNOLOGYIN1964CHONUNGASHSANDTEMMLERFIRSTLYPROPOSEDTHECOMMUNICATIONSTECHNOLOGYISAPPLIEDTOACDRIVE,ANDFORTHEPOPULARIZATIONANDAPPLICATIONOFTHEACDRIVEOPENEDUPANEWSITUATIONFROMTHEORIGINALANALOGCIRCUITISCOMPLETEDBYREFERENCEANDSINEWAVETRIANGLE,PRODUCESPWMSINEPULSEWIDTHMODULATIONSIGNALTOCONTROLTHEPOWEROFSWITCHINGDEVICESTOCURRENTDIGITALSCHEME,THEOPTIMIZATIONOFONLINEPWMSIGNALOUTPUT,SAYSOFAR,INAVARIETYOFAPPLICATIONSPWMISSTILLINTHEDOMINANTPOSITION,ANDHASBEENARESEARCHHOTSPOTDUETOREALIZEFREQUENCYPWMVOLTAGEHARMONICCHARACTERISTICOFTHEINHIBITIONTHUSINACDRIVEANDOTHERENERGYCONVERSIONSYSTEMISWIDELYUSEDPWMCONTROLTECHNOLOGY,WHICHCANBEROUGHLYCLASSIFIEDINTOTHREECATEGORIESFORSINUSOIDALVOLTAGEANDCURRENTPWMINCLUDINGTHESINUSOIDALMAGNETICFLUXORFORTHEGOALOFPWMSCHEME,MULTIPLEPWMALSODUETOSUCH,OPTIMIZINGPWMANDRANDOMPWMSINEPWMHASKNOWN,ANDAIMSTOIMPROVEOUTPUTVOLTAGE,CURRENT,POWERSYSTEMHARMONICWAVEOFPWMTECHNOLOGYINHIGHPOWERINVERTERHASITSUNIQUEADVANTAGESSUCHASABBACS1000SERIESANDTHEUNITEDSTATESROBICONCOMPANYPERFECTSERIES,ETC,ANDOPTIMIZATIONOFPWMPURSUESISCURRENTHARMONICDISTORTIONRATEMINIMUMTHD,THEHIGHESTEFFICIENCY,EFFICIENCY,ANDTHEOPTIMALTORQUERIPPLEMINIMUMANDOTHERSPECIFICOPTIMIZATIONGOALINTHE1970SANDEARLY1980S,STARTATPOWERTRANSISTORISMAINLYDUETOABIPOLARTRANSISTOR,THECARRIEROFLINTONFREQUENCYISHIGHESTDONOTEXCEED5KHZ,MOTORWINDINGOFELECTROMAGNETICNOISEANDHARMONICVIBRATIONCAUSEDBYPEOPLESATTENTIONFORIMPROVING,RANDOMIZEDPWMGLBITSPRINCIPLEISRANDOMCHANGESWITCHFREQUENCYELECTROMAGNETICNOISEAPPROXIMATIONTOMOTORWITHWHITENOISEISLIMITEDINLINEARFREQUENCYCOORDINATESYSTEM,THEFREQUENCYOFENERGYDISTRIBUTIONISUNIFORM,ALTHOUGHTHETOTALNUMBEROFDBNOISE,BUTHASNOTCHANGEDINFIXEDSWITCHINGFREQUENCYCHARACTERISTICSOFCOLOREDNOISEINTENSITYGREATLYWEAKENEDBECA