【自动化】20kw蓄电池放电机研究与设计

毕业设计（论文）题目学院（系）专业班级学生姓名指导教师学位论文原创性声明本人郑重声明所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名年月日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密囗，在10年解密后适用本授权书2、不保密囗。（请在以上相应方框内打“”）作者签名年月日导师签名年月日武汉理工大学本科生毕业设计论文任务书学生姓名程琪专业班级自动化0802班指导教师黄亮工作单位自动化学院设计论文题目20KW蓄电池放电机研究与设计设计（论文）主要内容设计一款20KW蓄电池放电机，放电机输入源为蓄电池，电压范围为300430V，放电机由用户通过CAN总线控制，电压变化范围为360V400V，电压纹波05，可见，输出电压U0大于UI，所以是升压式电路。图20为占空比与输入电压的关系图。图20占空比与输出电压的关系图2222电路外特性变换器输出电压在恒定占空比系数下与输出电流的关系。称为变换器的外DIFU0特性。（式7）表示了电感电流连续式变换器的外特性，输出电压与负载电流无关，当负载电流减小，就可出现电感电流断续。负载电流为最小值时即为电感电流临界连续，如图21所示。图21电感电流临界连续波形图（式OFOFTGITIIN12MI08）IG为电感临界连续电流。稳态时，因，由式6可得IILMNAXOFIGUTI1（式9）2DI当D075时，得到最大临界连续电流（式LIIG16MAX10）将（式10）带入（式9）得到（式128216MAXMAXDIDIGG11）这就是电感电流临界连续的一般表达式，以示于图22。/AXFI图22电感临界连续电流与占空比的关系因临界连续是连续的特例，在本电路中（式021UNDIT12）因此图22也反应了电压比与的关系。当给定占空比D时，即给定，IO/MAX/GIIOU/如负载电流大于由（式11）决定的IG电感电流连续，电压比与负载电流无关，如（式7）所示。如负载电流小于由（式11）决定的IG，电感电流断续，波形如图23所示。图23电感电流断续波形图在图23中没电感电流在功率开关管关断时间TOFF结束前就下降到零。此时输出平均电流为（式121OFOFTOININI13）式中，TOFF时功率开关管关断后电感电流持续时间，稳态时，由（式5）得ONLIIUMAX（式IT14）和（式6）可得OFLTIINUMAXN0（式1FI15）整理得（式ONITIOFU16）将（式14）带入（式13）可得（式1OFNITOLI17）再将（式16）带入（式17）得（式ONITOINITOULI/118）并结合（式10）和，得UIIG16MAX2DON（式ITOIGNI/14MAX19）经整理得到电感电流断续时的电压传输比（式201241MAXOTGTOIINDU将电感电流连续时的表达式绘成曲线A、电感电流临界连续的表达式绘成曲线B和电感电流断续时的表达式绘成曲线C，如图24中曲线A、B、C所示。临界连续曲线B右边为电感电流连续区，左边卫电感电流断续区。图24输出特性应当注意，当IO0时，输出开路，即，这是不允许的，因为这将损0/OIUO坏电路。由图24可见在电流断续区输出电压与输入电压比不仅与真空比系数有关，而且与负载电流有关，在讨论中虽然忽略了电感电阻和晶体管压降，但从特性上可以发现，变换器存在很高的非线性内阻。如变换器工作在这一区域，为维持一定的输出与输入电压比，占空比系数改变非常大，这样会在低输出电流时变换器失控。因此，在电路设计是应以电感临界连续电流作为最小电流来设计电感线圈。实际上电感线圈和功率开关管都不是理想的，输入电感存在线圈电阻，功率开关管有压降。为了简化，可以认为功率开关管饱和压降与二极管正向压降相等，并用功率开关管饱和电阻代替，与电感线圈电阻一起用R表示。因此实际等效电路如图25所示。图25实际隔离BOOST全桥变换器等效电路图如电感电流文波较小，当功率开关管导通时（式ONLITRUMI21）当功率开关管截止时（式OFLITONI/MAX22）联解（式21）和（式22），并令ILILMAXILMIN得到（式12DRIUNLITO23）由（式23）可见，随负载电流增加，输入电流增加，电阻上压降加大，输出电压下降。如果作如下变换（式12INIOTL24）（式LORU/25）代入（式23）并整理得到（式LTIORND21426）上式示于图26。由图可见当参数加大时，输出与输入电压之比偏离越L/12/DNT大，即UO对D的敏感程度下降，控制特性变差。图26调节特性2223功率开关管电压电流应力不考虑变压器漏感时，功率开关管所承受的电压应力应为变压器原边电压，即TOCENUV由于输入为大电感，电感有阻碍电流变化的作用，所以输入电流纹波教小，而输出纹波较大。当其中一对功率开关管关断时，输入电流全部流经另一对功率开关管，此时功率开关管电流应力最大。变换器效率为（式LOSOPIU27）其中PLOSS为整个变换器的损耗。由此输入平均电流为IOLUPI功率开关管导通时流过的峰值电流为（式MINAX2OLILQPTIII28）式中NTIOMIN为电感临界连雪电流。ILMAX由下式决定（式MINAXOLUI29）2224副边整流二极管电压电流应力副边此阿勇全桥整流方式，同时整流桥的输出端接滤波电容，由此整流管不存在电压尖峰，承受最大电压应力应为输出电压，即VKAUO最大电流应力为额定输出功率时输出的峰值电流，即TQPDNI2225输出滤波电容工频整流滤波电路中的电容器，其脉动电压频率低，获得较小的脉动电压要求电容量很大，常采用普通铝电解电容，在选择时主要关心的指标是电容的耐压和电容量及漏电流，同时希望较小的体积。在开关变压器中作为能量传输的滤波电容器，其上脉动电压频率达千赫甚至数百千赫，这时电容量虽然任然是以个重要指标并且也是选择的依据，但是电容量达到一定值后，电容量只是影响电压文波的一个次要因素，更重要的是实际电容器的阻抗频率特性，高频下电容器等效电路图如图27所示。图27高频下电容器的等效电路途中C为电容器标称电容量，RS为等效串联电阻（ESR），它包含两个含义，以是引线及焊接接触电阻，另一个是介质损耗电阻。LS为等效串联电感（ESL）；G为漏电导，同城很小，因此电容等效电路可以简化为图28所示。图28电容简化等效电路图这时电容器的实际阻抗为（式1CLJRZSSC30）低频时，上式和，呈容性，因此，ESR和ESL对滤波器不产生影响。随SRC/1L着工作频率增高，低频电容器的ESR、ESL就会产生明显的影响，当大于LSC谐振频率时，甚至呈现电感性，失去滤波性能。在高频开关电路中，如开关频率比电容器谐振频率低得多没这事可不考虑FSO21ESL的影响，仅考虑ESR及标称电容影响，此时电压纹波应是两部分叠加而成，即ICRS及，一般电容量足够大时，电压纹波主要有ESR决定。而对于开关瞬时，由于电压电DTICTO1流瞬时变换，产生电流电压尖峰，包含了比开关频率高得多的谐波，远远超过谐振频率FO，这时电容器的阻抗呈感抗，主要是ESL起作用，对尖峰已无抑制作用。因此对高频开关电路应此采用ESR和ESL尽可能低的滤波电容高频电容。同时为了提高滤波效果，应当尽量缩短滤波电容的引线，减少分布电感。并且采用多个小容量的电容器并联，以减少ESR。由上面的分析可知，高频开关电路中滤波电容器的参数ESR和ESL很重要，但这只是在电容量足够大时才是正确的。对于隔离全桥BOOST升压电路，输出电压和滤波电容电流的变化如图29所示，电感电流变化量（式12DLTUII31）图29输出电压和滤波电容电流变化输出电流的变化量为，它实际上是电容电流变化量和负载电流变化量之和。TLNI/CIOI若设，即全部电感电流变化量等于电容电流变化量，电容充电时间是，0OI42TTFON因此电容充电的平均电流为（式1284DLNTUIIIC32）因此电容电压峰值文波电压为（式24031411LCFNDUTIDTICUICTO33）所以，滤波电容的值为（式OTIFN23134）式中为开关频率。TF/1在高频时电容量大于（式34）的计算值后，决定输出文波的是ESL和ESR。为了减少ESR，应同时采用多个小容量的电容并联。为了抑制尖峰，常采用高质量的无极性无感电容与电解电容并联。23IGBT介绍本文在介绍BOOST电路时，多次提到可控开关器件，作为BOOST电路中的核心元件，这里对本次设计采用的开关器件IGBT做一个简单的介绍。IGBT（INSULATEDGATEBIPOLARTRANSISTOR），绝缘栅双极型晶体管，是有BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通降压两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流教导；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源等领域。231IGBT结构及工作原理IGBT结构如图30。图30IGBT结构N区称为源区，附于其上的电极称为源极。P区称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅区的边界形成。IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP晶体管提供基极电流，使IGBT导通。反之，加反向门极电压消除沟道，切断基极电流，使IGBT关断。IGBT的驱动方法和MOSFET基本相同，只需要控制输入极N一沟道MOSFET，所以具有高输入阻抗特性。当MOSFET得沟道形成够，从P基极注入到N一层的空穴（少子），对N一层进行电导调制，减少N一层的电阻，使IGBT在高电压时，也具有低的通态压降。图31IGBT等效电路图31为IGBT的等效电路图，由图30可知，若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压，则MOSFET导通，这样PNP晶体管的集电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通，若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V，则MOSFET截止，切断PNP晶体管基极电流的供给，使得晶体管截止。232IGBT的工作特性IGBT的工作特性包括静态特性和动态特性。2321静态特性IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。IGBT的伏安特性是指以栅源电压UGS为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流受栅源电压UGS的控制，UGS越高，ID越大。他与GTR的输出特性相似，也可以分为饱和区、放大区和击穿特性三部分。在截止状态下的IGBT，正向电压由J2结承担，反向电压由J1结承担。如果无N区缓冲，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT的某些应用范围。IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT处于导通状态时，由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET的电流称为IGBT总电流的主要成分。2322动态特性IGBT在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET来运行的，只是在漏源电压UDS下降过程后期，PNP晶体管由放大区至包和，又增加了一段延迟时间。TDON为开通延迟时间，TRI为电流上升时间。世纪应用中常给出的漏极电流开通时间TON即为TDON与TRI之和。漏源电压的下降时间由TFE1和TFE2组成，如图32所示图32开通时IGBT的电压电流波形IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为MOSFET管关断后，PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间。TDOFF为管段延迟时间，TRV为电压UDS（F）的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间TF由图32中的TF1和TF2两段组成，而漏极电流的关断时间TOFFTDOFFTRVTF（式35）式中的TDOFF与TRV之和又称为存储时间。24器件选型根据电路的基本关系可以得到IGBT的电压应力为，本次设计的UO为TOCENUV400V，NT为13，所以IGBT的电压应力为1200V。电流应力根据（式30）为131A。整流二极管的电压电流应力根据2224中给出的关系应为400V/72A。输出滤波电容应采用30MF的低ESR、低ESL的高频滤波电容，或者采用多个小容量电容并联。储能电感采用56H的电感。3控制器模型建立控制器包括采样环节，电压闭环，PWM信号发生环节。31采样环节电压采样式用的电压LEM，其瞬态模型为OVFUK由此，其动态小信号模型SUKOVF其传递函数框图如图33所示图33电压采样环节传递函数框图32电压环电压环采用的是PI调节器，其S域瞬态模型为（式SKUSUVIPFRC36）进行小信号扰动，线性化并消去稳态量得到电压环的模型函数为（式SGUSKSSVFRVIPFRC37）式中SKSGVIPV电压环传递函数框图如图34图34电压环传递函数框图33PWM信号发生环节PWM信号发生环节传递函数框图如图35。图35PWM信号发生环节传递函数框图图36PWM信号生成示意图由PWM信号发生器模型如图36可运算得到（式SESESONAIITTD2138）对其进行拉式变换并进行小信号扰动，线性化并消去稳态量得到模型函数为（式21SIKSISDEPWME39）其中。SPWMAK2134系统闭环传递函数结构框图图37闭环传递函数框图上图为系统整体传递函数框图，根据整体传递函数，可以确定PID控制器的设计。4SIMULINK仿真电力电子技术仿真的平台和软件有很多，也各具特色。我选择集数学计算、结果可视化和编程于一身的强大数学和工程运算软件MATLAB来实现，采用MATLAB提供的仿真工具SIMULINK对本次设计的隔离型BOOST全桥升压电路进行仿真。41MATLAB/SIMULINK环境介绍MATLAB式矩阵实验室（MATRIXLABORATORY）的简称，式美国MATHWORKS公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，主要包括MATLAB和SIMULINK两大部分。SIMULINK式MATLAB最重要的组件之一，它提供一个动态系统建模、仿真和综合分析的集成环境。在该环境中，无需大量书写程序，而只需要通过简单直观的鼠标操作，就可构造出复杂的系统。SIMULINK具有适应面广、结构和流程清晰即反正惊喜、贴近世界、效率高、灵活等优点，基于以上优点SIMULINK已经被广泛应用于控制理论和数字信号处理的复杂仿真和设计。同时又大量的第三方软件和硬件可应用于或被要求应用于SIMULINK。SIMULINK即动态仿真工具箱，允许用户在屏幕上通过绘制一个个框图来构建系统，并能动态的控制该系统。目前的SIMULINK不仅能进行线性系统的仿真，还能进行非线性系统的仿真，既可以实现连续时间系统的仿真，也可以实现离散时间系统的仿真。此外，SIMULINK能够用MATLAB自身的语言、C语言或其他语言，根据S函数的标准格式写成用户自定义的功能模块。42隔离型BOOST全桥电路仿真421IGBT驱动模块图38IGBT驱动电路恒定的脉冲源以50占空比驱动四个IGBT中的S1和S4，使这两个开关管同时导通或者截止。将脉冲源的信号引出后经过反相器与幅值为1的恒定输入相加，相加后的值与经过PID控制后的PWM控制信号一起接入延时器，来控制另一对开关管S2、S3。经过合适的参数设计之后，使得S2与S3的控制信号为与脉冲源刚好相反地脉冲信号，当脉冲源为高电平时，控制信号为低电平，当脉冲源为低电平时，控制信号为高电平。这样就达到了两组开关管交互导通的目的。将四个开关管的控制信号使用示波器同时显示如图39，可以看到是我们需要的波形。图39四个开关管S1、S4、S2、S3的控制信号波形422PID控制驱动模块图40PID控制驱动电路将电路的输出UO作为反馈量，与制定电压U取差值之后控制PID控制器，PID控制器的输出控制驱动电路与脉冲信号一起驱动延时环节，然后驱动开关管S2、S3。得到图33所示的控制信号波形。423隔离型BOOST全桥电路图40隔离型BOOST全桥升压电路总体仿真图电路输出电压波形如图41图41输出电压波形纹波观测可以对Y轴放大观察，如图42。图42Y轴放大后的输出电压波形可以看到，电压纹波很小，满足要求的纹波1的要求。结束语本次设计重点围绕隔离型BOOST全桥升压电路的拓扑结构展开研究，针对用用特点（如电动汽车中输入低压大电流，大升压比），深入研究了变换激励，同时关注奇数上实验的可能性，建立了比较完善的基础分析和系统设计理论体系，所得出的结论可以知道工程实际。本文提出了隔离型BOOSTDCDC变换器拓扑结构。对电路进行了详细的稳态分析和小信号建模分析，尾气分析设计提供了电路理论基础。分析了电压传输关系，这位变换器升压比的确定和隔离变压器匝比的确定奠定了理论基础。分析了电路外特性，得出在电路设计时应以最小输出电流作为电感电流临界连续电流来设计电感线圈。这为输入电感的设计提供了理论基础。建立了控制系统的小信号模型，为其控制系统的分析和设计提供了理论基础。最后进行了SIMULINK仿真，展示了设计的实际可行性。鉴于隔离型BOOST全桥升压变换器是一种应用前景很好的通用型变换器，有必要对其研究继续投入，尽快使之成熟并走向应用。隔离型BOOST全桥是一种新型的变换器拓扑，对它的研究目前才刚起步，电路理论体系不完善，本文的研究工作也很有限，许多问题值得进一步研究。1采用磁集成技术，把输入电感和隔离变夜骑公用一个磁芯，进一步减小体积重量。在此基础上，研究输入电感的磁复位技术，考虑是否利用隔离变压器的副边绕组替代输入电感的磁复位绕组。2研究控制型软PWM技术，能否不借助任何辅助电路，仅利用PWM的发生实现变换器的控制型软开关。3应用最新功率开关管（如COOLMOSFET）和二极管（如碳化硅二极管、砷化镓二极管等）的隔离BOOST全桥电路进行研究，进一步提高工作频率，减小变换器的体积重量。4研究单机功率因数校正技术，进一步拓宽该变换器的应用领域。致谢在大学这四年的光阴里，我遇到了许多良师益友，他们