【自动化】6kw燃料电池能量调节器的研究与设计

目录摘要IABSTRACTII1绪论111研究的背景及意义112国内外发展现状313本文主要研究内容52能量调节器主电路的分析与设计621主电路拓扑结构选择6211BUCK变换器原理6212BOOST变换器原理7213BUCKBOOST变换器原理8214几种电路拓扑的比较922主电路工作原理923BUCKBOOST变换器建模分析10231BUCK变换器开关网络建模11232BOOST变换器开关网络建模13232BUCKBOOST变换器建模1524主电路参数设计17241输出滤波电感的设计17242输出滤波电容的设计1825主电路仿真1926本章小结243平均电流模式研究2531电流型控制器概述25311电流型控制器的结构25312平均电流控制模式分析2632电流控制器的设计27321电流内环设计27322功率级等效模型29323电压外环设计3133平均电流控制模式仿真3334本章小结374能量输出控制研究3841能量模式的分析3842基于电流模式的变换器建模分析3943电流型控制器的设计4144数字控制器实现44441数字控制器概述44442数字PID控制器的实现45443基于DSP2407的控制策略概述4645本章小结465能耗分析与机箱设计4751调节器能耗分析4752机箱设计49521散热方式选择49522参数计算50523散热分析仿真5253本章小结526全文总结及展望53参考文献54致谢56摘要燃料电池是21世纪全新、高效、节能、环保的发电方式之一，但其输出特性偏软，直接给负载供电时不能满足输出稳定的要求并会给燃料电池带来严重伤害，因此研究一种高效的能量调节器具有十分重要的意义。能量调节器要求能适应输入电压宽范围变化，在传统BUCK和BOOST变换器的基础上，本文研究一种BUCKBOOST级联型变换器及其控制方法，主要研究内容如下首先阐述了BUCKBOOST级联变换器的结构特点及其工作原理，并根据设计要求计算主电路参数并通过MATLAB和SABER仿真进行优化，利用开关网络建模法建立了BUCK和BOOST型开关网络的小信号模型，进而得到级联变换器的小信号模型。其次，根据平均电流控制法设计了电压环和电流环控制器并在MATLAB中进行仿真，验证了设计的合理性。然后，论述了调节器工作于能量输出模式的必要性并分析了调节器在能量流动中的作用，建立了基于蓄电池二阶等效模型的能量输出模式下的调节器模型，并设计了PID控制器，根据仿真结果对整个设计进行了评价。采用前向差分法进行离散化并推导得出数字控制算法，阐述了基于DSP的控制策略。最后应提高效率和功率密度的要求进行了机箱散热设计，在ANSYS软件中用ICEPACK工具进行温度分布仿真，验证了设计结果符合要求。关键词BUCKBOOST；建模；MATLAB仿真；能量输出；散热设计ABSTRACTFUELCELLISONEOFTHE21STCENTURYSNEW,HIGHEFFICIENCY,ENERGYSAVINGANDENVIRONMENTALPROTECTIONWAYINPOWERGENERATINGBUTITSOUTPUTCHARACTERISTICISALITTLESOFTTHATOUTPUTVOLTAGEWILLDROPHEAVILYWHENTHELOADCURRENTINCREASESIFTHEFUELCELLSUPPLYFORTHELOADDIRECTLY,THEOUTPUTCANTMEETTHESTABLEREQUIREMENTWHATSMORE,ITWILLBRINGTHEFUELCELLSYSTEMSERIOUSDAMAGETHEREFORE,RESEARCHINGFORAHIGHLYEFFICIENTPOWERCONDITIONERHASAVERYVITALSIGNIFICANCETHEPOWERCONDITIONERISREQUIREDTOMEETTHEWIDEINPUTVOLTAGEDEMANDBASEDONTHETRADITIONALBUCKORBOOSTCONVERTER,ABUCKBOOSTCASCADECONVERTERANDITSCONTROLMETHODISRESEARCHEDTHEMAINRESEARCHAREASFOLLOWSFIRST,THESTRUCTURECHARACTERISTICSANDWORKINGPRINCIPLEOFTHEBUCKBOOSTCASCADECONVERTERAREEXPOUNDEDATTHESAMETIME,THEMAINCIRCUITPARAMETERSARECALCULATEDANDITSOPENLOOPSIMULATIONINMATLABANDSABERAREACCOMPLISHEDTOGETTHEOPTIMALDESIGNUSINGSWITCHNETWORKMODELINGMETHODTOESTABLISHTHESMALLSIGNALMODELOFTHEBUCKANDBOOSTSWITCHNETWORK,ANDTHENGETTHEMODELOFTHEBUCKBOOSTCASCADECONVERTERSECONDLY,THECONTROLLERSOFTHEVOLTAGEANDCURRENTRINGAREDESIGNEDBASEDONTHEAVERAGECURRENTMODETHROUGHTHESIMULATIONRESULTS,THERATIONALITYOFTHEDESIGNISVERIFIEDAFTERTHAT,THENECESSITYOFTHEENERGYOUTPUTMODEAREDISCUSSINGANDTHEIMPACTOFTHECONDITIONERINTHEPOWERFLOWAREPRESENTEDTHEMODELOFTHECONDITIONERUNDERTHEENERGYOUTPUTMODEBASEDONTHEBATTERYSECONDORDEREQUIVALENTISBUILDEDANDTHERELEVANTPIDCONTROLLERISDESIGNEDTHEWHOLEDESIGNISEVALUATEDACCORDINGTOTHESIMULATIONRESULTSTHENUSETHEFORWARDDIFFERENCEMETHODTOMAKETHEANALOGCONTROLLERDISCRETEANDDEDUCINGTHEDIGITALCONTROLALGORITHM,THECONTROLSTRATEGYBASEDONDSPISDESCRIBEDANDFINALLY,THETHERMALDESIGNISDONETOMEETTHEIMPROVINGEFFICIENCYANDHIGHPOWERDENSITYREQUIREMENTSTHETEMPERATUREDISTRIBUTIONISSIMULATEDUSINGTHEICEPACKTOOLSINTHEANSYSSOFTWAREANDTHEDESIGNRESULTSAREVERIFIEDTOCOMPLYWITHTHEREQUIREMENTSKEYWORDSBUCKBOOST；MODELING；MATLABSIMULATION；ENERGYOUTPUT；THERMALDESIGN1绪论11研究的背景及意义世界经济的现代化也是得益于化石能源，如石油、天然气、煤炭与核裂变能的广泛的投入应用。能源作为国民经济发展的动力，是人类赖以生存的基础，是社会可持续发展的基础，是建筑在化石能源基础之上的一种经济，是衡量综合国力和一个国家发展程度以及人民生活水平的重要指标。然而，这一经济的资源载体将在21世纪上半叶迅速地接近枯竭，引发了严重的能源危机1，能源问题已成为我国经济社会发展的重要制约因素，事关经济安全和国家安全，提高能源的利用率和发展替代能源是21世纪的主要议题。人类发展至今，绝大多数能量转换时通过热机过程实现的，热机过程受卡诺循环的限制，不但转化效率低造成严重的浪费，而且产生大量有害物质及噪声对人类生存环境造成很大的威胁。当今社会，环境保护已经成为人类可持续发展战略的核心，是影响当前世界各国的能源决策和科技向导的关键因素，同时也是促进能源科技发展的巨大推动力，20世纪建立起来的庞大能源系统已无法适应社会对高效、清洁、经济、安全的能源体系的要求，能源发展面临着巨大的挑战。环境生态作为经济与社会发展软实力的重要组成部分，对促进人与自然、人与社会和谐相处，建设资源节约型和环境保护型社会具有重要的作用，只有搞好环境保护，才能实现改善经济结构，提高生活质量的目标。唯有提高能源的利用率和发展替代能源是克服能源危机的出路。用可再生能源和原料全面取代生化资源，进行一场新的工业革命，不仅是出于生存的原因，与之相连的是世界经济可获得持续的发展。在这种世界经济中，高科技术和生态可以承载的区域性经济形式将得以发展。目前，以氢气为燃料制成的燃料电池作为一种高效、灵活且环境友好的发电方式已倍受各国政府重视。如图11所示，它不同于常规意义上的电池，它将化学能直接转化为电能，无需经过热机过程，不受卡诺循环限制，能量转化效率高，环境友好，几乎不排放氮氧化物和硫的氧化物，二氧化碳的排放量也比常规发电技术低得多，适用范围广，积木化强，是21世纪全新、高效、节能、环保的发电方式之一1,2。于是，燃料电池的研究得到世界各国的重视，被认为是21世纪首选的洁净、高效的发电技术。我国煤炭资源丰富,又是燃煤大国,大力开发燃料电池,对提高一次能源利用效率,发展洁净煤发电技术,具有特别重要的意义。热能动能化学能电能传统技术燃料电池图11燃料电池发电与传统技术发电比较燃料电池以低压直流形式输出，图12为燃料电池输出特性图，显然，燃料电池的输出电压随功率的增加而下降，在加负载的初始阶段，电压下降很快，并随着输出电流的增加而不断下降，负载越重，电压被拉得越低，也就是说燃料电池输出特性很软。另外，输出功率频繁的波动还会导致燃料电池效率的下降。实际应用中，负载是变动的，同时要求输出电压要相对稳定，由于燃料电池产生不稳定的直流电，必须配备功率变换器PCU（POWERCONTROLUNIT来调节、控制和管理电源输出，以得到符合要求的直流电或交流电能。因而，随着燃料电池产品与技术的发展，针对燃料电池应用的电力电子变换装置与技术的研究与开发已成为一项重要的课题。DC/DC变换器是将一种直流电变换为另一种形式直流电的装置，主要对电压、电流实现变换，它在燃料电池中的应用是很有必要的（1）燃料电池的输出特性偏软，在工作中随着负载的波动，燃料电池的输出电压波动范围也很大，必须要经过能量调节器改善燃料电池的软特性，经过调节器后，不仅可以使燃料电池输出电压稳定，还可以通过变换器升降压，得到实际所需要的电压或电流等级。（2）燃料电池不能有能量回馈，通过调节器可以实现这一要求，可以很好的控制燃料电池、负载与蓄电池之间的能量流动。为了充分利用燃料电池的燃料，提高能量转换率，研究宽范围直流输入、低成本、低污染、高效率、高功率密度的DC/DC变换器有着十分重要的意义3。FCUFCIIUR0图12燃料电池输出特性DC/DC变换器因其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻、灵活的正负极性和升/降压方式等优点，在计算机，通讯，家用电器，航天航空，交通，国防军工，工业控制等领域有着广泛的应用前景适用范围广3。12国内外发展现状DC/DC功率变换技术自20世纪60年代开始得到发展和应用，60年代中期美国已研制成20KHZDC/DC变换器及电力电子开关器件，并应用于通信设备供电。随着计算机、电子技术的高速发展，电子技术得到越来越广泛的应用，任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化。90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到广泛引用，开关电源进入快速发展时期。DC/DC变换器采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关器件的导通比来调节输出电压。进入21世纪，开关电源的技术追求和发展趋势为高效率、小型化、高频化、高可靠性、低噪声、智能化。近年来，随着功率器件的开发和数字控制技术的广泛应用使得DC/DC变换技术有了重大突破。功率MOSFET和IGBT使中小型DC/DC工作频率达到1MHZ，软开关技术为高频的实现提供了可能，它同时还提高了电源的效率，国产6KW通信开关电源采用软开关技术，效率可达934；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，使开关电源的动态性能和可靠性大大提高。与此同时，国内外学者对燃料电池DC/DC变换器进行了大量的研究，主要集中在扩展占空比、降低开关电压应力、软开关技术、降低电流纹波等方面，并提出了许多拓扑，如BUCK、BOOST、BOOSTBUCK、CUK等，按输入输出间有无隔离又分为隔离型和非隔离型。开关电源基本构成如图13所示3。比较放大器PWM驱动器DC/DC变换器UIUOR1R2UREF图13开关电源基本构成VGTQ1D1CRIGTITVT开关变换器功率开关管驱动器DVREF误差放大器VEVC负载GCSPWMHS图14电压控制型BUCK变换器常用的PWM型DC/DC变换器控制方法有电压型控制和电流型控制。如图14所示，以BUCK变换器为例，电压型控制方法是利用输出电压采样作为控制环的输入信号，将该信号与基准电压进行比较，并将比较的结果放大生成REFV误差电压。误差电压与振荡器生成的锯齿波进行比较生成一脉宽与GVGSAW大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路驱动开关管导通和关断，G以实现开关变换器输出电压的调节。设计简单，易于实现，其主要缺点是只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢，且对负载电流没有限制，因而需要额外的电路来限制输出电流。针对电压型控制的缺点，电流型控制方法同时引入电容电压和电感电流两个状态变量作为控制变量，提高了系统的性能4。由图15可以看出，电流型控制方法用开关电流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个输入信号。由于电流型控制方法采用输出电流前馈控制，相对于电压型控制方法有更快的负载或输入瞬态响应速度，减小了输出电压的纹波；且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保护，因而在多个电源并联时，更便于实现均流。VGPWMQLILD1CRR1R2CAVAVREFVORS图15电流控制型BUCK变换器随着控制理论的发展，一些现代的控制方法，如模糊控制、滑模变结构控制、鲁棒控制等非线性控制方法也被尝试应用于开关控制中。13本文主要研究内容根据6KW燃料电池能量调节器的课题研究，输入为80片燃料电池，轻载时燃料电池输出80V，满载时输出30V，输出功率为6KW，要求输出电压稳定48V，电压纹波2，电流纹波10，根据6KW燃料电池能量调节器的设计要求，本文做了以下方面的研究（1）概述燃料电池的研究背景及其工作特性，由其输出特性引出了本文对能量调节器研究的意义。简单介绍了能量调节器的国内外研究现状；（2）分析BOOSTBUCK级联型能量调节器的拓扑结构和工作原理，利用小信号模型建模法建立变换器的数学模型，并设计主电路参数；（3）针对平均电流模式和能量输出控制模式建立相应控制器模型，设计平均电流模式的双环控制系统控制器和能量输出模式控制器，并在MATLAB仿真验证；（4）对基于DSP数字控制的系统控制策略进行了说明；（5）为提高变换器的工作效率，对开关器件的功耗进行了分析和说明，并以此为指导进行机箱设计。2能量调节器主电路的分析与设计要设计燃料电池能量调节器，首先要选择主电路拓扑结构，了解其工作原理，然后对其进行建模分析，根据实际要求计算电路中的各个参数。开关变换器中由于电感电流不能突变，需要在开关管关断期间为其选择合适的续流回路，在一般开关电源电路中，选择合适的参考地后，可得到输入、输出、地三个端子，电感一端如果与输入相连则得到BUCK电路，与输出相连则得到BOOST电路，与地相连则得到BUCKBOOST电路，不同的拓扑结构有各自的特点和适用范围，设计时应根据具体要求进行比较分析5。21主电路拓扑结构选择211BUCK变换器原理如图21所示为BUCK变换器电路结构，由全控型开关器件Q、续流二极管VD、电感L、电容C以及负载R构成。VIQLVDCRILIOVO图21BUCK变换器电路原理图设Q的导通比为D，当Q开通时，二极管VD反偏截止，电源通过电感L向电容C充电并向负载供电，线性增加，负载电阻R上流过电流，输出电LIOI压；当Q关断时，由于电感电流不可突变，经二极管VD续流，逐渐减OVL小。当BUCK变换器处于CCM（电感电流连续）模式时，开关管的导通时间为，电感电流的变化量为，开关管的关断时间为SONDTTLTVONI/，电感电流的变换量为。稳态时，一个周期内电感电流SF1F的变化量应为零，即（21）LTVTOFONI/因此得到输入输出电压与导通比之间的关系如下式。（22）IIONDTT式（22）中，即输出电压低于输入电压，故称之为降压斩波电1/TTDON路。212BOOST变换器原理如图22所示为BOOST变换器电路结构，假设电路中电感L和电容C值很大，使得电感电流和电容电压基本恒定。其工作原理如下当Q导通时，电源向L充电，充电电压基本恒定为，同时电容C向负载供电，因为C值很大，1I基本保持输出电压为恒定，设Q导通时间为，此阶段电感L上积蓄的能OVONT量为；当Q处于断态时，电源和电感L同时向电容充电并给负载R提供ONITIV1能量，设Q关断时间为，在此期间电感L释放的能量为。OFTOFIOTIV1VIQLVDCRILIOVO图22BOOST变换器电路原理图电路工作在稳态时，一个周期T内电感L上储存的能量与释放的能量相等，即（23）OFIONITIVTI11化简得（24）IIOFIOFNDTTTV1式（24）中，即输出电压高于输入电压，因此称为升压斩波电路。1/OFTT213BUCKBOOST变换器原理如图23所示为BUCKBOOST变换器电路结构，其工作原理如下当Q导通时，二极管VD截止，电路如图24（A）所示，电源经Q向电感L充电使其储存能量，电流为，同时电容C维持输出电压基本恒定并给负载R供电，设Q1I导通时间为，此阶段电感L上积蓄的能量为；当Q关断时，如图2ONTONITIV14（B）所示，有减小趋势，电感线圈产生自感电势，上负下正，二极管导通，LIL中储存的能量向负载释放，同时电容C充电储能，设Q关断时间为，在OFT此期间电感L释放的能量为。OFIOTIV1VIQLVDCRIOVOI1I2ILUL图23BUCKBOOST变换器原理图VILCRVOILLCRVOILAQ导通（BQ关断图24BUCKBOOST变换器工作状态稳态时，一个周期T内电感L两端电压对时间积分为零，即LU（25）00TDT当Q处于通态时，；当Q处于断态时，于是ILVUOLVU（26）OFNITVT所以稳态输出电压为（27）IIOFNDT1改变占空比D，输出电压既可以比电源电压高也可以比电源电压低，当，电路为降压；当，电路为升压状IVO05时，OVI05时，态。214几种电路拓扑的比较BUCK电路和BOOST电路调节性能良好，结构简单，易于实现，但是前者只能实现单纯的降压调节，后者只能实现单独的升压调节，均不适用于输入电压宽范围变化的场合，不能满足燃料电池输出电压大范围变动的要求。BUCKBOOST电路既可实现升压又可进行降压调节，但输入输出反向、调节范围有限，控制复杂，功率级别低。根据三种基本拓扑结构又可衍生出更多的新型结构，如BUCKBOOST级联电路根据输入电压的大小调节开关管的各种状态，从而独立运行于单一BUCK或BOOST模式，可实现输出电压的连续调节，电路在同一时间只有一个开关管工作于开关状态，另一个保持导通或关断，减小了开关损耗，提高了变换器的效率，并可工作于大功率场合6,7。22主电路工作原理经比较，最终选择BUCK与BOOST级联的拓扑结构，如图25示。改变开关器件的通断状态可以使变换器工作在BUCK状态或者BOOST状态。其中Q2和Q3均关断，D2、D3为能量流通提高通道。VIQ1Q2Q3Q4D1D2D3D4LCC1RVO图25H桥式BUCKBOOST级联变换器原理图当变换器工作于BUCK状态时，如图26（A），Q4一直关断，Q1作为斩波器件正常开通和关断。当Q1开通时，D2截止，D3导通，电源向电感L充电储存能量，同时电容C维持输出电压基本恒定并向负载供电；当Q1关断时，电感电流经D2续流。通过控制Q1的占空比来改变输出电压的大小。当变换器工作于BOOST状态时，如图26（B），一个周期内Q1保持导通，D2反偏截止，Q4作为斩波器件正常开通关断。当Q4开通时，回路VIQ1LQ4流过电流，电容C维持输出电压恒定并向负载供电；当Q4关断时，电源VI经Q1LD3向电容充电并给负载供电。整个系统相当于两个独立的BOOST和BUCK电路在开关器件控制下分别工作。VIQ1D1D3LCC1RVOD2VIQ4D3D4LCC1RVOBUCKMODEBOOSTMODE（A）电路工作于BUCK模式（B）电路工作于BOOST模式图26BOOSTBUCK变换器工作原理分析23BUCKBOOST变换器建模分析本文采用开关网络平均模型法对变换器进行建模，即把变换器中所有开关元件作为一个整体，将其视为一个二端口网络，然后以这个二端口网络为研究对象，通过分析端口变量间的关系建立由受控源构成的等效电路8。首先分别对BUCK型和BOOST型开关网络采用此方法建模，然后按照BUCKBOOST级联变换器电路结构将两个开关网络代入从而得到BUCKBOOST级联变换器的直流等效电路和交流小信号等效电路。231BUCK变换器开关网络建模CR1TI2TI2TV1TVTG1Q1DLTVTI开关网络1TI2TI2TV1T1Q1DA理想BUCK变换器电路图BBUCK型开关网络图27理想BUCK变换器中的BUCK型开关网络如图27A所示，功率开关管Q1与二极管D1组成了一个开关网络，形成一个二端口，将二端口从BUCK变换器中分离出来，如图27B所示，称为BUCK型开关网络。在CCM模式下，BUCK型开关网络的端口变量之间满足以下关系Q1导通、D1截止时，（211）SDTTVTI012，Q1截止而D1导通时，（212）SSTTVD0I21，选择与作为二端口网络的独立变量，作为非独立变量。当2TI1TVI21TV与变换器满足低频假设和小纹波假设时，式（211）、（212）所示的非独立变量的平均值可以用独立变量的平均值来表示为（213）SSTTTVDTVITI1221由上式可以建立由受控源构成的二端口等效电路如图28所示。STTI1STTI2STTV2STTV1STTID2STD1图28BUCK型开关网络平均变量等效电路下面利用BUCK型开关网络平均变量等效电路建立其直流等效电路和交流小信号等效电路。对于端口电压、电流的平均量和占空比加扰动后线性化，（214）1111,ITIITIST（215）2222S（216）1111,VTVVTVST（217）2222S（218）DTDTD,将式214218代入式213，得（219）2221TITITIDITII（220）1112VDVVVV将直流项与交流项分离并忽略二次微小量，得（221）121,I（222）TDTIDTI（223）12VV（1）建立BUCK型开关网络的直流等效电路由式（221）得到开关网络直流等效电路，如图29A所示，图中一对受控源的作用相当于一个理想变压器，故图29A进一步等效为图29B，再讲其代入图27A的理想BUCK变换器，电路稳态时电感相当于短路、电容开路，于是得到BUCK变换器的直流等效电路如图29C所示。1I2IVV2DI11I2IVRD1GVD（A）BC图29BUCK型开关网络及理想BUCK变换器直流等效电路A受控源形式；B理想变压器形式；C理想BUCK变换器直流等效电路（2）建立BUCK型开关网络的交流小信号等效电路由式（222）、（223）得BUCK形变换器小信号等效电路如图210A所示，其中受控电流源与独立电流源来自于图29A中的受控电流源，受控电压源与独立电压源来自于图29A中的受控电压源。图210A中的一对受控源恰好等效一个理想变压器，于是得到图210B所示的BUCK型开关网络的小信号等效电路。1TVD1（A）B2DI2TID1TDV1TV2IT1TV2DITDV2I2TV图210BUCK型开关网络交流小信号等效电路A受控源形式；B理想变压器形式232BOOST变换器开关网络建模如图211所示，Q2和D2组成BOOST型变换器开关网络，与BUCK型开关网络建模类似，在CCM模式下，BOOST型开关网络的端口变量间满足以下关系Q2导通、D2截止时，（224）SDTTTV0I34，Q2截止、D2导通时，（225）SSTTVTID43，CR3TI4TI4TV3TVTVG2QDLTV开关网络34TV2Q2D3TI4TIAB图211理想BOOST变换器中的BOOST型开关网络A理想BOOST变换器电路图；BBOOST型开关网络选择与作为二端口网络的独立变量，作为非独立变量。3TI4TVI34TV与当变换器满足低频假设和小纹波假设时，非独立变量平均值可以用独立变量的平均值来表示为（226）SSTTTVTDTVII14334其中，。由上式可以建立由受控源构成的二端口等效电路如图21TDT12所示。与BUCK变换器同理分析，外加扰动、分离变量、忽略高次项，得到BOOST型开关网络的直流等效电路和交流小信号等效电路，如图213和图214所示。STTI3STTI4STTV4STTV3STTID4STTD3图212BOOST型开关网络平均变量等效电路3I4IVV4D3RGVV1D（A）BC3I4I1D图213BOOST型开关网络及理想BOOST变换器直流等效电路A受控源形式；B理想变压器形式；C理想BOOST变换器直流等效电路3TV（A）B4D4TDV3TI4TVDI4TDV3T1D3TDI4V图214BOOST型开关网络交流小信号等效电路A受控源形式；B理想变压器形式232BUCKBOOST变换器建模如图215所示，为BUCKBOOST级联变换器结构图，其中含有BUCK和BOOST两个开关网络，设Q1占空比为D1，Q2占空比为D2。CR3TI4TI4TV3TV2QDTV开关网络21TI2TI2TV1TVTG1Q1DL开关网络1图215BUCKBOOST变换器中的开关网络稳态时，电感电压和电容电流为零，故于，又由2341232DVV是得稳态时BUCKBOOST变换器输入输出电压间的关系为，。12341DV因此，BUCKBOOST变换器直流等效电路可由图216表示。RGVV21DAB4I41I1V21D图216A开关网络理想变压器形式；BBUCKBOOST变换器直流等效电路将前面所求得的BUCK型开关网络和BOOST型开关网络的交流小信号模型代入图216中便可得BUCKBOOST变换器的交流小信号等效电路，其中，将时域转413241TITITITIVTVTGG，换成S域，并考虑电容零点电阻得电路结构如图217所示。21SDVG2D2SDI1DSVG1DISIIGSVC1RL图217BUCKBOOST变换器交流小信号等效电路此电路工作于两种状态，即电路工作于BOOST状态；或者，21D，调节，即电路工作于BUCK状态9。符合前述对BUCKBOOST电路工作12D0，调节原理的分析，故此处小信号模型建立正确。当时，左边的变压21，调节02211SDVSDVSDIG，器为直通，电路与纯BOOST变换器电路相同，其中I和V为稳态值，则列出基尔霍夫电压方程如式（227）。DVRVIGG，2（227）01|12222SVDSDSLDSCVOGGO整理上式，并加入电容ESR，可得到如下传递函数R0（228）220201212DLCSRDVSDVGGVG当，右边01212212SDVDSIDGG，时，调节的变压器为直通，电路与纯BUCK状态相同，列出基尔霍夫电压方程如式（229）。（229）0|110SVDVSLRSCVOGO由于，对上式进行化简得，R0（230）LCSRVSDVGGDVG200112124主电路参数设计设计要求输入3080V，输出48V，功率6KW，电压纹波1，电流纹波10，开关频率为。KHZFS20（231）6084,148MAXINMINAX1IOOVDVD（232）1,3750IN2IMAX2OIO（233）AVPION486（234）3062R241输出滤波电感的设计滤波电感的选择应保证直到输出最小规定电流（取额定负载电流的10）时，电感电流也保持连续，电路仍处在CCM（连续工作模式）下。当电路工作于BUCK状态时，临界负载电流为（235）SOBLFDVI21当D0时它有最大值，令临界负载电流等于最小负载电流，即可求得电感值（236）HFIVLSO192012548102当电路工作于BOOST状态时，临界负载电流为（237）SOBLFDVI2当，令临界负载电流等于最小负载电流，则SOOBFID2731有最大值时，输出滤波电感可按下式计算10（238）HIFVIFVLOSOBS214502748221MIN在开关电源中，电感电容的值越大，滤波效果越好，但这会带来成本增加、体积变大等后果，因此设计时应在保证滤波效果的前提下尽量减小电感电容的值，为保证滤波效果电感值取两者中的最大值，为192UH。242输出滤波电容的设计滤波电容的选择必须满足输出电压纹波的要求。现实中的电容并非理想电容，它可以等效为ESR（等效串联电阻RO）与ESL（等效串联电感LO）与其串联。在约300KHZ或500KHZ以下频率ESL可以被忽略，输出纹波仅由RO和CO决定。由RO决定的纹波分量与I2I1成正比，而由CO决定的纹波分量与流过CO电流的积分成正比，两者相位不同。但考虑到最恶劣的情况，假设它们同相叠加。而通常是选择合适的RO来满足输出纹波电压峰峰值，并由计算电容值4，所以605CR（239）201482MIN120ORORIVIR（240）FC3506将所求的滤波参数代入到23节所求的BUCKBOOST变换器的传递函数得，（241）2662010410511SSVLCSRVSGGGVDSDSDSGGVD（242）25主电路仿真因为级联电路在正常工作时仍为分别处于单一的BUCK或者BOOST状态，此处分别以两种电路在MATLAB中仿真以对滤波参数的选取进行验证。当输入电压为80V（BUCK最严峻情况，在MATLAB中搭建主电路模型如图219所示，并将所求滤波电容和滤波电感值代入，得到仿真波形如图220所示6，电压稳态误差为48476/48083，电流稳态误差为125124/12508，电压纹波为47954731/476134，电流纹波为1248712320/124135，调节时间为2MS。图218BUCK电路仿真模型图219BUCK电路仿真波形（L192UH，C325UF）为寻求最佳参数点，将滤波参数在所求值附近进行调整，在SABER中对单个元件的值进行“VARY”操作，使其中一个参数按照指定的方式进行变化，分别得到电感值和电容值单独变化时对应的输出波形图如图220和图221所示。经过大量仿真将各种情况下的结果列入表21。当滤波电容取325UF，电感值从140UH以20UH为单位递增变化到280UH时，得到输出波形如图220所示，电感值越大，响应速度越慢，但输出纹波越小。当滤波电感取192UH，电容值从300UF以500UF为单位递增变化到2800UF时，输出波形如图221所示，电容值越大，响应速度越慢，且易出现超调和振荡，但输出纹波越小。图220电容值不变，电感依次变化时的输出波形比较图221电感固定、电容值变化时输出波形图表21不同滤波参数对应的输出情况序号电感L（UH）电容C（UF）电压（V）电流值（A）电压纹波电流纹波时间（MS）达标与否11923254761241341352否220032547612409909622是324032547612408208125是414850047612411111324否51488004761240800804是621024047612410710622否710032547612420220316否814824047612415315515否92103254761240950932是综合仿真图形和表21所做比较，最终经过仿真并优化设计结果，最后选择滤波参数为L210UH、C325UF，其中输入电压设为30V，占空比为0375，另外在BOOST电路中对参数进行仿真得到输出结果如图222和图223所示。图222BOOST电路仿真模型图223BOOST电路仿真输出波形图（L210UH，C325UF）由图可知，电压稳态误差为484735/48135，电流稳态误差为1251233/125136，电压纹波为47454725/4735042，电流纹波为1235712302/1233045，调节时间为20MS验证了滤波参数的合理性。26本章小结本章对BUCKBOOST变换器进行了较为深入的研究与分析，主要包括主电路的拓扑结构选择及其工作原理分析，对连续工作模式下BUCKBOOST变换器进行小信号建模，进而得到控制到输出的传递函数，为后面控制器的设计提供了依据。根据纹波电压、纹波电流的要求计算输出滤波电容跟电感值，最后分别在输入为80V和30V时对主电路进行仿真，调整滤波参数并比较实验结果，据此选取最合适的一组作为最终参数，为控制电路的设计提供了保证。3平均电流模式研究31电流型控制器概述311电流型控制器的结构对于BUCKBOOST型开关变换器，小信号交流等效电路为一个二阶电路，有电感电流和电容电压两个状态变量，根据最优控制理论，实现全状态反馈的系统是最优系统，可以使动态响应误差平方的积分指标最小。因此，在开关变换器中取电容电压和电感电流作为反馈信号实现双环控制。电流控制模式的优点有（1）因为直接检测输出电流使它有更强的负载电流调整能力；（2）解决了多个电流模式变换器并联工作时均流问题；（3）控制环中具有电压前馈的特点，使得输入电压的波动会立即引起开关管导通时间的调整，调节迅速。双环开关调节系统的原理框图如图31所示。图中VA为电压环控制器，将输出电压V与参考电压相比较产生误差信号，作为电流控制环的参考REFCPV信号。I/V为信号调理器，将主电路的电感电流经采样电阻变换为电压信号I。CA为电流环控制器，将与相比较产生一个控制信号并作用于SRVSRVCPCAV开关控制器，将模拟量调制为PWM信号，为占空比。其中，电流控制环TD可等效为新功率级，等效功率级与电压环控制器组成了电压控制环，电流控制环为内环，实现电流自动调节，电压控制环为外环，实现输出电压跟踪控制4。开关变换器开关控制器I/VCAVAGVTDVPVRSIVREF三角波图31双环调节系统框图312平均电流控制模式分析电流控制器按照检测信号的不同分为平均电流模式和峰值电流模式4。前者选取电感电流作为反馈信号，后者选取开关器件电流峰值作为反馈信号。如图32所示，平均电流模式引入电感电流构成内环控制，能快速反应输入电压的波动，从而使系统在输入电压波动时能迅速自动调节恢复稳态。在峰值电流控制模式中，使开关管的电流峰值跟随给定量变化，占空比受电感电流、输入电压以及输出电压等诸多量的影响。因此，与平均电流控制模式相比峰值电流模式更复杂，本文选用平均电流模式来设计补偿网络。为了实现BUCK和BOOST两种工作状态的自动切换，本设计使用具有幅值偏置的两路三角波来产生两个开关管的PWM信号。如图32所示，两路三角波频率和峰峰值均相同，其中TRIANGLE1比TRIANGLE2幅值上增加了一个峰峰值的正向偏置。电流环CA的输出与三角波T1和T2交截，当时，MVCAVMCAVV三角波T1的幅值始终比大，PWM比较器始终输出低电平，开关管S2保持CA关断，与三角波T2比较产生PWM信号控制S1的通断，电路工作于BUCKCAV状态；当时，三角波T2的幅值始终比小，PWM比较器始终输出高MVCAV电平，开关管S1一直保持导通状态，与三角波T1比较产生PWM信号控制AS2的通断，电路工作于BOOST状态，这样就实现了电路工作状态的自动切换。VG驱动电路驱动电路Q1Q2LILD1D2CRR1R2CAVAVREFVOTRIANGLE1TRIANGLE2图32BUCKBOOST变换器中平均电流控制结构图0VM2VMCAVTRIANGLE1TRIANGLE2T图33PWM比较器原理32电流控制器的设计321电流内环设计当系统输入电压为48V时，电路工作于BUCK与BOOST切换的临界状态。在临界状态下，以BUCK变换器为电路模型，进行电流内环控制器的设计，之后再验证设计的补偿网络在其他输入电压状态下也同样适用。BUCK变换器的电流补偿网络的输出到电流采样电阻两端电压的传递函数为SR（31）MSGCASBUCKPLVRV可知电流环的控制对象是一个积分环节，其特性与单极点控制对象类似11。为了便于设计，假设电流控制器的幅频特性从穿越频率到开关频率保持为一个常数，即，则BUCK变换器开环传递函数表达式为|MAXG（32）SDFVGSASTSCARBUCKPMAX令，可得穿越频率如下。1|CJT（33）FSC2对于积分型控制对象，在大信号设计时的主要要求为（1）在穿越频率处有足够的相位裕量12；（2）电流补偿网络在FCFS范围内，幅频特性在中频段有一个平坦的特性；从以上两方面考虑，单极点单零点补偿网络是合理的。因此，本文采用单零点单极点补偿网络来设计电路的电流控制环，它的传递函数如式（34），结构图和幅相特性如图34所示。（34）1PIZIZIICSKSGSRVCPC2R2R1C1至PWM比较器相位（）增益（DB）0180270频率（KHZ）FZFP理论上最大值20DB/DEC20DB/DEC图34单极点单零点补偿网络结构与频率特性图由图可见，在FZFP频段内幅频特性是平坦的，相频特性提供一个超前相移，如果令穿越频率和开关频率均位于这个频段内，则这个补偿网络能够满足电流控制环的设计要求。电流补偿网络的工程设计如下11（1）确定补偿网络在开关频率处的最大放大倍数，取，三角波3105SR峰峰值VM24V；（35）42MAX12SOIVLFGRK（2）确定穿越频率；CF（36）KHZDFVGSC23|248（3）为了保证足够的相位裕度，将零点频率设置在穿越频率一半的地方；（37）ZFCRFZI1602（4）为了抑制高频噪声，将极点频率设置在开关频率处，又SPIF，。125CKHZFS202112，则由以上各式得（38）1256403285164053416SSSSKGPIZIZIIC假设，则，从而KR21KRKI8412（39）FCFFCS41252085079，于是使用该补偿器补偿后变换器的开环传递函数为（310）1064251053201322_SSSLVRKSASGTPIZIZIMSGIBUCKPC图35BUCK变换器电流控制开环传递函数的频率特性用MATLAB做出TS幅频特性曲线，如图35所示，穿越频率为345KHZ左右，相位裕量为。5322功率级等效模型电流控制环和负载一起构成等效功率级2，如图36所示，输入信号是电压控制器的输出，输出信号为变换器的输出电压，为电流控制环闭环CPVVSAIF传递函数，为电流控制环的负载等效阻抗。ZS由滤波电容和负载组成，SZ如图37所示，为输出滤波电容的ESR，C为输出滤波电容值，R为负载。0R（311）01PZSSZ其中，。526910328410650P060CRCRZ；SAIFCPVLIVSZ图36等效功率级组成框图R0LIRC0图37等效负载CPVDLI1SGCMSGISRSCAV图38电流环闭环框图如图38所示为电流环闭环框图，可以用双极点模型近似逼近。SAIF（312）211/2/1PPSCPLIFSRVISA为电流控制环的极点角频率，1P5640F，则等效功率级的传递函数为6283/0251，取（313）628315269087120020SSSSRSZASPPPZSIFP由上式得到等效功率级的幅频特性如图39所示。在低频段，增益为377DB，存在稳态误差。穿越频率大于电流控制环的极点频率，具有很宽的频带，所以动态响应快。在高频段，幅频特性以40DB/DEC的斜率下降，对高频噪声有较好的抑制作用。图39等效功率级的幅频特性323电压外环设计设计电压控制环时，将电流环看作控制对象的一个环节，于是得到单电压环控制系统框图如图310所示，为电压控制器的传递函数，为等SGVSAP效功率级传递函数，为电压采样网络传递函数，电压环开环传SH1SH递函数为（314）SATPV1SGVSAPHVREFVCVV图310等效电压单环控制系统框图由式（313）可知，等效功率级有三个极点和一个零点，所以选择双极点双零点补偿网络为电压控制器，补偿网络传递函数为121PVPVZVZVZVVSSKG第一个极点用来抵消功率级的ESR零点，则，第一个HZFZ54801零点位于负载极点附近，于是得到开环传递函数为HZFPZV58301（31200221PPPVZVSZVVPVFJFJFJFJRFRKIFAGIFHJFT15）第二个零点用来抵消电流环的极点，；为了减小第二2ZVF02PF/02SPZVF个极点的影响，将设置在开关频率附近以增加高频段衰减率，。PVFSPVF2系统相位裕量为（/ARCTNARCT90ARCTNARCTN901822SSPPVMFFFFF316）当时，令，则。02PCFF1|CJT0PCSVRFK通过多次选取截止频率并进行仿真最后取截止频率，计KHZFSC21/算得补偿网络增益为，代入式（315）KZFHZFKSPV2583010，得双环控制系统的开环传递函数为（32/138520SSSPPVFJFJFJFJFIFAGIFHJFT17）在MATLAB中进行仿真，搭建模型如图311，仿真结果如图312所示。低频增益无限大，截止频率2KHZ，相位裕量。在低频段，幅频特性以68320DB/DEC斜率下降，系统稳态误差为零；在高频段，幅频特性曲线以60DB/DEC斜率下降，系统有较强的抗干扰