【电气工程及其自动化】48v100a开关电源研究与设计

本科生毕业设计（论文）48V/100A开关电源研究与设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2014年5月10日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论211课题背景212开关电源模块整体结构22全桥DCDC变换器的设计421全桥DCDC变换器的工作原理及控制方法4211全桥DCDC变换器的基本工作原理4212全桥DCDC变换器的控制策略422全桥变换器的软开关5221全桥变换器的软开关技术简介5222移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理63设计实例1231模块输入级的组成1232模块输入级的选择12321输入熔断器12322EMI滤波电路1233控制器原理及设计13331脉宽调制型控制芯片UC3875介绍及工作原理1334模块保护电路1535主电路各部分元器件的选择17351单相逆变桥主功率开关管的选择及其参数设计17352变压器的设计及参数的选择18353整流二极管的选择19354滤波电感电容的选择2036驱动电路的设计204总结22参考文献23附录2448V/100A开关电源的研究与设计摘要本文介绍了开关电源模块的结构、原理等。详细的分析了移相全桥变换器的工作原理，主电路采用零电压的软开关拓扑结构；设计了整流滤波电路、逆变桥、高频变压器、输出整流滤波电路，并给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法；对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和外围电路设计并设计了过压、过流、输出欠压等保护环节；最后设计了一个48V/100A的开关电源。关键词开关电源；全桥DCDC变换器；移相控制；软开关RESEARCHANDDESIGNOF48V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYABSTRACTTHISPAPERPRESENTSTHESTRUCTURE,THEPRINCIPLEANDTHEDESIGNOFSWITCHINGMODECOMMUNICATIONPOWERSYSTEMITDETAILEDANALYZEDTHEWORKINGPRINCIPLEOFTHEPHASESHIFTINGFULLBRIDGECONVERTERMAINCIRCUITADOPTSZEROVOLTAGESOFTSWITCHINGTOPOLOGYSTRUCTUREDESIGNOFTHERECTIFIERFILTERCIRCUIT,INVERTERBRIDGE,HIGHFREQUENCYTRANSFORMER,OUTPUTRECTIFIERFILTERCIRCUIT,ANDTHEDESIGNOFMAINCIRCUITOFEACHPARAMETERISGIVENANDTHECALCULATIONMETHODOFPARAMETERSADETAILEDANALYSISOFPHASESHIFTCONTROLCHIPUC3875ANDPERIPHERALCIRCUITDESIGNANDTHESYSTEMEXCEPTIONS,SUCHASOVERVOLTAGE,OVERCURRENT,DCUNDERVOLTAGE,ETC,AREDEALTWITHBYCAREFULLYDISIGNEDPROTECTIONCIRCUITSFINALLYDESIGNEDA48V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLY；FULLBRIDGEDCDCCONVERTER；PHASESHIFTINGCONTROL；SOFTSWITCH1绪论11课题背景通信作为国民经济的重要基础设施，是实现社会信息化的基本条件，伴随着全球信息化的进程，在国民经济中显示出越来越重要的作用，已成为最有发展前景、最有生机活力的产业之一。随着电信技术的飞速发展，电信网络结构日益复杂，作为通信系统的动力组成部分，即通信系统的心脏通信电源系统的重要性日益体现出来。作为分散供电方式的通信系统，其系统的核心是直流电源，直流电源主要包括整流器、蓄电池组、监控和配电设备在内的直流供电系统。为产生所需要的各种直流电压（一般为48V，也有少量采用24V），都需要将工频电网的单相220V或三相380V交流电压进行AC/DC和DC/DC变换。因此,变换器性能的好坏直接关系到整个通信电源系统的供电质量。传统的变换器一般都采用工频变压器加相控整流器来完成电气隔离和电压变换任务，系统庞大而笨重，效率和功率因数都很低。随着电力电子理论和技术及功率电子器件的不断发展，以绝缘栅功率晶体管（IGBT）和功率场效应管（MOSFET）为功率变换器件的高频开关整流器，逐步取代了相控整流器。高频开关整流器的效率和功率因数都比传统的相控整流器大大提高，体积和重量大大减小，能耗、材料消耗和噪声也都大大降低，整流器的整体质量和可靠性不断提高，加上模块化的结构设计和计算机技术的广泛应用，其智能程度大大提高，网络管理更加容易；另外高频开关电源具有负载容易分担，扩容方便、响应速度快、稳定性好等优点，而这些优点正是通信系统所需要的。近年来软开关技术的研究，使整流器的效率进一步提高，通信电源本身功耗变得更小，温度更低，体积和重量都有大幅度下降，也降低了对环境的要求本文研究48V/100A开关电源模块基于软开关DCDC变换技术，使模块的功率因素和效率得以进一步提高。12开关电源模块整体结构高频开关电源模块是通信电源系统的核心组成部分，其结构应考虑到功能、技术指标、成本等多方面因素。一般情况下，典型的高频开关电源模块都采用两级结构，处于系统前端的是ACDC变换器，后端为一个DCDC变换器。ACDC变换将单相220V或三相380V交流市电转换为直流电，而DCDC变换将此直流电压转换为48V或所要求的直流电压。图1为开关电源模块的整体结构图。输入级电路包括输入熔断器、EMI滤波电路、单相全桥整流器等，主要完成交流电网电压的整流功能，同时EMI滤波电路还可以有效地防止系统产生的高频噪声窜入电网，减少了对电网的污染。图1开关电源模块整体结构图全桥逆变电路把有源功率因数校正电路产生的直流电压变换为高频交变的方波电压。由于变换器的工作频率远远高于工频频率（50HZ或60HZ），与传统的相控整流电路相比，变压器、输出滤波器的体积和重量都大为减小。高频变压器完成电源模块的电压变换和输入与输出的电气隔离两个目的。输出整流滤波电路主要是将高频变压器副边的交变方波经整流、滤波后生成平滑的直流电压。PWM控制电路用来控制全桥变换器工作时的占空比，使电源模块在不同负载、不同交流输入时都能维持输出电压的稳定。驱动电路将PWM控制器产生的驱动波形，经隔离放大后驱动MOSFET开关管。输出电压采样和输入电流采样电路完成模块的电压、电流采样，为模块的稳压电路、稳流电路、过压保护电路、过流保护电路等提供反馈值。外围“四遥”接口电路主要接受监控系统的遥控指令，并将模块的遥测、遥信状态送至监控系统。2全桥DCDC变换器的设计21全桥DCDC变换器的工作原理及控制方法全桥变换器拓扑是目前国内外DCDC变换器中被广泛使用的最常见拓扑之一，尤其是在中大功率场合更为适合。基本的全桥变换电路根据供电方式的不同（输入端所连接的储能元件可以是电容或电感），又分为电压型和电流型两大类。其中的电压型全桥DCDC变换器应用更为广泛。这种变换器的结构简图如图2所示。图2全桥DCDC变换器结构简图211全桥DCDC变换器的基本工作原理以上图为例，当采用PWM控制方式时，直流电压施加在Q1Q4四只开关管构成的两个桥臂上当两只成对角的开关管Q1、Q4或Q2、Q4同时导通时，功率从电源侧通过变压器向负载传送；当所有开关管均关断时，负载电流将通过整流二极管D5、D6续流，同时滤波电容为负载继续提供能量。通过控制四只开关管的通断顺序及通断时间，在变压器的原边将得到按某一占空比DY变化的正负半周对称的交变方波电压。如果变压器的变比为N，则变压器次边将产生幅值为的交变方波电压，经过二极管D5、D6组成的整流电路和电感、电容组成的低通滤波电路最终就可得到所要求的平滑直流输出电压。由于全桥变换器本质上属于BUCK变换器，如果不考虑效率等因素，则输出电压的值与占空比DY成正比。通过调节占空比DY即可方便地调节输出电压。212全桥DCDC变换器的控制策略在上述的控制方式中，互为对角的开关管的导通和关断都是同时进行的，其门极信号的时序波形如图2所示。图3全桥变换器的传统PWM控制方式实际上，互为对角的开关管的开通或关断不一定要在同一时刻完成。通过改变管子的通断时刻，两只对角开关管开通、关断都不同时进行，其中一个先开、先关，而另一只则后开、后关。如果每个管子的导通时间都达到05T，就是常见的“移相控制方式”。如图4。图4移相控制方式22全桥变换器的软开关221全桥变换器的软开关技术简介PWM技术自从上世纪60年代出现以来至今仍被广泛应用着。但是随着工作频率的进一步提高，半导体开关器件的开关损失和电磁干扰均随之增加，成为限制变换器进一步向高频化发展的主要原因之一。开关损耗的起因主要包括如下几个方面1）开关管的容性开通，使得寄生节电容中储存的能量转化为热能耗散在开关器件中，同时大的引起较大的电磁干扰。2）开关管的感性关断，引线电感中储存的磁能在器件两端激起很高的电压，同时大的也带来很大的电磁干扰。3）开关管在开通和关断的瞬态过程中，电压和电流波形的交迭引起的功率损失。4）二极管的反向恢复现象，使得在反向恢复期管子处于近似直通状态，造成大的损耗，甚至引起器件损坏。为减小甚至避免开关损失和随之引起的电磁干扰，人们提出了软开关的概念，如准谐振QRC、多谐振MRC、伪谐振PRC、零电压开关ZVS、零电流开关ZCS、零电压转移ZVT、零电流转移ZCT等。对于全桥变换器拓扑而言，采用移相技术的ZVS变换器在上世纪90年代初得到迅速发展，通过引入超前臂和滞后臂的概念，人们提出了多种实现零电压开关的新方法，并且广泛应用于实际应用中。目前最新的针对全桥变换器的软开关技术是零电压转移技术，通过采用两个辅管（也工作于软开关状态），实现了主开关器件的零电压转移。222移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，它的电路结构如图5，主要波形如图6所示。其中，D1D4分别是Q1Q4的内部寄主二极管，C1C4分别是Q1Q4的寄生电容或外接电容LR是谐振电感，它包括变压器的漏感L1K和外接电感。每个桥臂的两个功率管成互补导通，两个桥臂的导通180角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q4和Q2组成的桥臂为滞后桥臂。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图5主电路图图6主要波形基本移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效电路如图7所示。在分析之前，先作如下假设所有开关管和二极管均为理想器件；所有电容，电感和变压器均为理想元件；C1C3，C2C4；21开关模态0（T0时刻）T0时刻对应于图7A。Q1和Q4导通。原边电流由电源正经Q1，谐振电感，变压器原边绕组以及Q4，最后回到电源负。DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。2开关模态1（T0T1时间段）T0T1时间段对应于图7B。在T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中，给C1充电，同时给C3放电。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。在这个时间段，谐振电感LR和滤波电感LF是串联的，而且LF很大，因此可以认为原边电流IP近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流IP和电容C1，C3的电压分别为0011203120在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为01213开关模态2（T1T2时间段）T1T2时间段对应于图7C。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间，即0121在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即在T2时刻，原边电流下降到I2。4开关模态3（T2T3时间段）T2T3时间段对应于图7D。在T2时刻，关断Q4，原边电流IP由C2和C4两条路径提供，即原边电流给电容C4充电，给电容C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时VABVC4，VAB的极性由零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR2导通整流二极管DR1和DR2AT0时刻BT0T1时刻CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVINCT1T2时刻DT2T3时刻ET3T4时刻FT4T5时刻GT5T6时刻图7各时间段等效电路图同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上。因此在这一时间段，谐振电感LR和电容C2和C4发生谐振，原边电流IP和电容C2，C4的电压分别为CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD22COS242SIN222SIN2其中，。12在时刻T3，当C4的电压上升到VIN时，D2自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为231125开关模态4（T3T4时间段）T3T4时间段对应于图7E。在T3时刻，D2导通，将Q2的电压箝在零电位，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死区时间TDLAGT23即112虽然此时Q2己开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端原边电流线性下降，原边电流为33到T4对刻，原边电流从IPT3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流，从而结束这一时间段，该时段持续时间为3436开关模态5（T4T5时间段）T4T5时间段对应于图7F。在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压VIN，原边电流反向增加。原边电流为4到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流值，结束这一时5间段。此时整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。该时段持续时间为4557开关模态6（T5T6时间段）T5T6时间段对应于图7G。在这一时间段里，电源给负载供电，原边电流为055在时刻T6，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上述的半个周期。3设计实例31模块输入级的组成在48V/100A开关电源模块中，输入级电路的结构如图8所示。从图中可知，此部分主要由输入熔断器、EMI滤波电路、单相全桥整流电路组成。交流输入输入EMI单相全桥熔断器滤波电路整流电路图8系统输入级结构图32模块输入级的选择321输入熔断器在整流模块发生输入过流或输入短路后，输入熔断器自动熔断，从而将交流电源和整流模块断开，保护整流模块。在交流输入电压最低且输出电压最高、输出电流为110满载电流时，交流输入电流最大，同时考虑到效率因素，最大电流值约为57611100092201204031选用RT14型圆筒型帽熔断器；该熔断器适用于交流50HZ、额定电压至380V，额定电流至63A的配电装置中作过载和短路保护之用。322EMI滤波电路EMI电路的主要作用是，滤除由交流电网串进来的各种干扰信号，同时防止模块高频开关电路形成的高频干扰窜入电网。EMI滤波电路如图9所示。图9EMI滤波电路图EMI滤波电路采用两级复合式滤波器，滤波效果好；主要元器件包括共模扼流圈亦称共模电感L1、L2，滤波电容C1C5，L1、L2对差模干扰不起作用,但出现共模干扰时,由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L1、L2量与EMI滤波器的额定电流有关；另外，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。C1、C2、C5交流电容器，容量范围大致是001F047F，其耐压值均为275VAC，其主要作用为滤除差模干扰。C3和C4跨接在交流两条母线之间，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4选用高压陶瓷电容，容量范围是2200PF01F。为减小漏电流，电容量不得超过01F，为了保证足够强度的电气绝缘，选用耐压4KV的高压瓷片电容。对于单相全桥整流电路，变压器二次侧电压E2为正半周时，对D1、D3加正方向电压，D1，D3导通；对D2、D4加反向电压，D2、D4截止。电路中构成E2、D1、负载、D3通电回路，在负载上形成上正下负的半波整流电压。E2为负半周时，对D2、D4加正向电压，D2、D4导通；对D1、D3加反向电压，D1、D3截止。电路中构成E2、D2、负载、D4通电回路，在负载上形成上正下负的另外半波的整流电压。结果在负载上便得到全波整流电压。33控制器原理及设计在本文设计的开关电源模块中，全桥DCDC变换器的控制电路采用的是移相控制方式，控制芯片为UC3875专用控制芯片。331脉宽调制型控制芯片UC3875介绍及工作原理UC3875芯片是美国UNITRODE公司生产的移相式准谐振变换器控制集成电路，它可用于桥式准谐振变换器控制中，既可用来控制零电压准谐振变换器，也可用来控制零电流准谐变换器。其外型既有标准双列直插式的20引脚封装，也有小型双列面贴装成28引脚封装和方形28引脚塑料封装等多种封装形式。这里仅以20引脚为例将其应用作一介绍。其外围电路图如图10所示。其引脚功能见表1所示。UC3875的核心是相位调制器，其B输出信号与A输出信号反相，D输出信号与C输出信号反相，A、C输出信号的移相相同，B、D输出信号移相类似。由于采用了恒频脉宽调制、谐振和零电压开关等技术，因此在高频工作状态下，可以获得很高频率。为了实现快速故障保护，该电路中还具有独立的过电流保护电路。每个输出级导通前都有一个死区，且死区时间可以调整。因此，每对输出级AB，CD的谐振开关作用时间可以单独控制。振荡器的频率可超过2MHZ，在实际应用中，开关频率可达1MHZ，高频荡振器除了作标准的自由振荡器外，还可与时钟同步引脚17引入的外部时钟信号保持同步。该器件具有欠电压封锁功能。发生欠电压封锁时，所有输出端均为低电平，直到电源电压达到1075V门限值。为了提高欠电压封锁的可靠性，通常欠电压封锁门限制滞后15V，即当电源电压下降到925V时，欠电压封锁电路仍工作。该器件还具有过电流保护功能，过电流故障发生后70NS内，全部输出级都能转入判断状态。过电流故障消除后，器件能重新开始工作。当引脚2端输出信号高到一定值时，由内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出反相，即A、C输出信号移相180度；同样当引脚2输出信号低于LV时，通过内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出同相，即A、C输出信号移相0度。可见通过控制引脚2端的输出可以控制A、C间相位在0L80度之间变化。B、D的工作原理与A、C相似。图10UC3875芯片外围电路图表1UC3875引脚功能PIN功能PIN功能1VREF基准电压10电源电压2E/AOUT误差放大器的输出11VIN芯片供电电源3E/A误差放大器的反相输入12PWRGND电源地4E/A误差放大器的同相输入16FREQSET频率设置端5C/S电流检测17CLOCKY时钟/同步6SOFTSTART软起动18SLOPE陡度7,15DELAYSETA/B，C/D输出延迟控制19RAMP谐波14,13,9,8OUTAOUTD输出AD20GND信号地34模块保护电路为使系统在异常情况下能够提供可靠的保护，本开关电源模块设有功能完备的各种保护电路。当输出过电压、过电流、输入交流欠压等情况下，分别采取软启动、封锁输出脉冲、切断输入等多种不同方式保证系统的安全。（1）输出过电压保护如图34所示，模块的输出为负电压，通过电阻组成的分压电路6、7在比较器的反相端得到的电压是5566732图11输出过压保护电路比较器同相端的电压作为引起翻转的阈值电压，大小为128912533对于给定的输出电压保护阈值，令上述二式相等，即可确定各个元器件的大小。当输出电压比给定的阈值更负时，比较器的同相端电压将超过反相端电压，输出从低电平翻转为高电平，并产生一个RFA信号送给UC3875进行处理。图11中的用来滤除高频噪声，引入一个小的滞环，提高电路的抗干扰411能力。（2）输出过流保护对于输出电流的检测采用了霍尔传感器，其输入与输出的电流比为10001。霍尔传感器的输出电流信号在图12所示的电阻上产生20、21一个电压降，并通过送给比较器的同相端。5V的参考电压通过分压电阻2加在比较器反相端。当检测电流超过一定的值时，比较器同相端电压1、3将超过反相端电压，并输出高电平。电容都是滤波电容，二极管和1、21电阻构成一个滞环以提高电路的抗干扰能力。5由上述分析可知，比较器从低电平翻转到高电平的条件是2122531334根据输出电流限制值的大小，由上述公式就可以得到各电阻值。图12输出过流保护电路35主电路各部分元器件的选择从上述分析中可知，对于采用POC控制方式的全桥DCDC变换器的主电路设计时开关器件、变压器、整流二极管、滤波电感电容等的选择。351单相逆变桥主功率开关管的选择及其参数设计在几KW以下的功率变换装置中，主开关器件以MOSFET功率场效应管为主。其逆变频率为几十KHZ至几百KHZ，有的甚至高达1MHZ以上。这类电源的容量密度高，噪声也比较小。本电源考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，拟选用MOSFET作为功率开关管来构成全桥电路。1电压定额的选择为了防止电网瞬态电压尖峰和开关管开关过程中造成的电压尖峰击穿MOSFET，选择这种器件时，如果主电路工作在硬开关条件下，其耐压值不应低于电路中漏源间最高可估算电压的2倍。但本电源工作在零电压开关条件下，因此其耐压可降低到15倍。因此，单相交流输入整流后的直流电压一般在200400V之间，需要选择耐压值为500600V的MOSFET；三相交流输入整流后的直流电压一般在400650V之间，需要选择耐压值为9001000V的MOSFET。2电流定额的选择选择电流容量要使电路中最大电流峰值漏极脉冲电流幅值，并且实际功耗要保证管芯的结温不会超过额定结温。至于要多大的电流余量，要根据在具体电路中的实际情况和管子的可选规格来确定。另外，逆变桥需要一个散热器来限制温升。3MOSFET内部的反并联二极管在大多数的MOSFET中，生产厂家在其内部封装有一个与MOSFET反向并联的快速恢复二极管，在选择的时候，除了考虑上述电压电流定额外，也要兼顾MOSFET内部的反并联二极管，希望二极管的反向恢复时间越快越好，一般根据开关电路的开关频率选择相应的反并联二极管。在本设计中全桥变换器的直流输入电压为400V，所以用电压定额600V的管子。在满载输出时，若考虑到效率因素，开关管中流过的电流平均值为35在本例子中,P57610011634KW，效率取为90，直流输入电压为400V，可算得平均电流值为1423A。对于POC控制方式下的全桥变换器而言，由于存在此特定控制方式引起的占空比损失和漏感引起的占空比损失，所以最大占空比可取为08，这样开关导通期间的电流值将是平均值的125倍，即1783A。另外，因为管子中还流过LK、LC、CC的谐振电流，并考虑到适当的裕量，最终可选择电流定额50A的管子。352变压器的设计及参数的选择对于全桥变换器，由于变压器工作在磁化曲线的正负两个方向，所以变压器利用率较高。设计变压器的步骤如下A确定变比变比的确定主要考虑输入电压VIN、输出电压最大值VOMAX、最大占空比DMAX、整流二极管压降VD等因素。由于全桥变换器本质上属于降压变换器，各个电量之间的关系可表示如下036将代入公式400，08，08，063，136，可有N02B确定原副边匝数设计中选用MXO2000铁氧体做变压器磁芯，根据磁性材料手册可知，工作时的最高磁通密度为03A/M，设计中，最高磁通密度一般取手册给定值的0305倍，若取有效导磁面积A，则原边匝数由下式确定13610321400331060805031361035237根据变比知，次边匝数N2可取为10匝。C原副边导线线径的确定对于高频应用，在选用绕组的导线线径时，如果导线较粗，一般需考虑集肤效应的影响。本设计中开关频率不是很高，并且采用了多股细线并绕的方法，因此可以忽略集肤效应，而仅从导线能承受的电流密度出发确定导线线径。一般的漆包铜线电流密度可取4A/，从前面的分析知原边的平均电流约为21423A，则导线的总面积约为356。线径08毫米的铜线其截面积为205024，故可用7根08毫米的铜线并绕52匝作为变压器的原边绕组。2副边绕组的情形相似。满载时的负载电流值为100A，变压器次边为中心抽头式，共有两个次级绕组，每个绕组流过电流平均值为总电流的一半，即50A，所以导线线径应取125。实际绕制采用单股扁的铜编织线，每个绕2组4匝，两个绕组共8匝。D核算窗口面积考虑到窗口的填充系数K07，原边绕组所占的面积为原边050247520726125238副边所占的面积为副边1251020735714239原边副边261253571461839142310实际的窗口面积为1258，即使考虑到绝缘层、屏蔽层等因素需多占一2些面积，也完全可以容纳下所有绕组。这样就完成了变压器的设计。353整流二极管的选择由于变压器的变比取02，则对于有中心抽头的次边绕组，400V的输入在次边产生的电压为400022160V，考虑到各种尖峰电压的影响和足够的裕量，取耐压500V的管子。流过每个整流二极管的电流为总电流的一半即50A，考虑到反向恢复电流，取电流定额为120A。354滤波电感电容的选择由于输出电感的电流是单方向流动的，且基本上是一个直流量，并迭加一个很小的2倍于开关频率的交流分量，所以其工作时的磁通密度可以接近饱和磁通密度。铁粉芯因为允许的工作磁通密度大，比较适合用做滤波电感的铁芯。工程设计中一般的经验算法是在临界连续状态下滤波电感电流的平均值为满载时输出平均电流的20，那么由电感量的估算公式041311其中为输出直流电压的最小值，为开关频率，为满载输出电流，N为变压器变比，为变压器原边输入电压，为整流二极管导通压降。对于本设计，48V，30KHZ，100A，N02，400V，1V，最后可算得16。按照文献3的所述，一般情况下，工作在30KHZ左右的全桥或正激变换器，输出滤波电容可按300来选用，本设计中输出的满载电流为100A，所以滤波电容的总容量应该达到30000。由于铝电解电容的等效串联电阻较大，宜采用多个电容并联的方法降低串联电阻值。实际选用10个容量为3000，耐压值为100V的电解电容并联，总容量为30000。36驱动电路的设计MOSFET管工作在高频时，容易产生振荡，因此在设计时应考虑以下因素1尽可能减小MOSFET各端点的连接线长度，特别是栅极引线。如果无法使引线缩短，则可如图36所示，在靠近栅极处串联一个小电阻以便抑制寄生振荡。2由于MOSFET的输入阻抗高，驱动电源的阻抗必须比较低，以避免正反馈引起的振荡。3驱动电路必须提供足够的电流，在所要求的开通时间和关断时间内对MOSFET的输入电容CISS充放电。图13驱动电路4总结移相控制全桥ZVSPWMDC/DC变换器，作为中大功率开关电源的首选主要电路拓扑，与传统的硬开关主电路拓扑相比，有着众多的优越性能，它也是目前开关电源主电路拓扑研究的一个热点。论文通过对移相全桥变换器、单相逆变桥、移相控制电路等的基本原理和零电压开关的条件进行分析，选定了以UC3875为控制芯片，基于ZVSPWMDC/DC全桥变换器来实现论文所要求的48V/