高精度指数型温度补偿带隙基准电路的分析与设计

四川大学硕士学位论文高精度指数型温度补偿带隙基准电路的分析与设计姓名梁婧申请学位级别硕士专业微电子学与固体电子学指导教师龚敏20060522四川大擘硕士毕业生论文高精度指数型温度补偿带隙基准电路的分析与设计徽电子学与圆体电子学专业研究生梁靖指导教师龚敏在集成电路设计中，经常需要用到稳定的参考电压源。用简单的电流源作为集成电路的偏置源有不可避免的缺点，例如，电流源输出电流与电源电压成比例，并对温度敏感等。因此，需要设计出能克服以上缺点的精密参考源。近年来，模拟集成电路设计技术随着CMOS工艺技术一起得到了飞速的发展，芯片系统集成SYSTEMOILCHIP技术已经受到学术界及工业界广泛关注随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路基本模块，如AD、DA转换器，滤波器电路以及锁相环等电路提出了更高精度及速度的要求由于带隙基准源电路的输出电压及电流几乎不受温度和电源电压变化的影响，这就使得片内集成的带隙基准源电路成了模拟集成电路芯片中不可缺少的关键部件。在这些电路中，基准电压源的特性如基准电压值。，、温度系数TC、温度范围死、功耗等直接决定羞这些电路的性能。随着数模混合电路和模拟集成电路的进一步发展，在集成电路内部设计中需要更高质量的内部稳压参考源，对内部稳压参考源的性能提出了更高的要求，例如，低温度系数、低运放失配、低输出噪声和高电源抑制比等。由于转换器系统的分辨率的提高，对基准电压的温度稳定性的要求也相应增加。然而，由于输出电压的温度特性是一条曲线，一阶温度补偿的基准电压的温度稳定性具有一定的局限性。为了克服带隙基准的这个缺点，发展了一些诸如二阶曲率补偿，指数型曲率补偿，直接对。进行线性化，温度分段补偿等针对基准的温度曲率进行补偿的基准电路。本文在详细介绍带隙基准一阶补偿技术的基本原理的基础上，对二阶曲率补偿，指数型曲率补偿，温度分段补偿等带隙基准的温度补偿技术的原理进行了四川大学硕士毕业生论文详细的分析和介绍，并对几种技术的优缺点进行了分析和对比。尤其对利用BIPOLAR管的电流增益随温度呈指数型变化的规律对带隙基准进行温度补偿的指数型温度补偿技术进行了重点分析，并将其与二阶曲率补偿技术做了比较。由于指数型温度补偿技术具有温度漂移小、面积小等特点，能够很好的满足SDCRDC对基准电压准精度和稳定性的要求，并且兼顾生产成本，所以在此项目中采用了这种带隙基准电路。这个带隙基准电路能够在一12V叶12V的电源电压下，在一40至85温度范围内，产生73V的基准电压，并能与08UM标准BICMOS工艺兼容。另外，针对带隙基准电路曰益提高的对精确性的要求，本文对基准电路可能产生误差的几种原因诸如运放的输入失调和有限增益、有限电源电压抑制比PSI所产生的误差，电流镜失配引进的误差，PNP管集电极面积比的误差，PNP管的口和欧姆电阻差，电阻比的误差等进行了分析，并针对这些原因提出了减小误差的方法。并在SDCRDC电路中应用了共源共栅结构以提高电源抑制比。关键词带隙基准，温度补偿，基准误差及改进，指数型温度补偿四川大学硕士毕业生论文DESIGNANDANALYSISOFHIGHPRECISIONEXPONENTIALCURVATURETEMPERATURECOMPENSATIONBGRMAJORMICROELECTRONICSANDSOLIDSTATEELECTRONICSSTUDENTLIANGJINGADVISORGONGMINININTEGRATEDCIRCUITS，REFERENCEVOLTAGESOURCEAREUSUALLYNEEDEDRECENTLY,WITHTHEDEVELOPMENTOFANALOGINTEGRATEDCIRCUITSANDCMOSTECHNIQUES，SYSTEMONCHIPTECHNOLOGYHASBEENPAIDMUCHATTENTIONASTHESTRUCTUREOFACIRCUITSYSTEMBECOMESMOREANDMORECOMPLICATED，REFERENCEVOLTAGESOURCE、VI血HI曲PRECISIONISREQUIREDFORANANALOGCIRCUIT，SUCHASADCONVERTEGDACONVERTELFLASHMEMORYANDSOONSINCEITSOUTPUTVOLTAGEANDCURRENTOFABANDGAPREFERENCEBGRCIRCUITISALMOSTNOTAFFECTEDBYTHETEMPERATUREORTHESUPPLYVOLTAGE，BANDGAPREFERENCESOURCECIRCUITBECOMESAINDISPENSABLEPARTOFINTEGRATEDCIRCUITSASTHERESOLUTIONOFDATACONVERTERSYSTEMINCREASES，TEMPERATURESTABILITYOFBGRSHASBECOMEVERYIMPORTANTHOWEVER，DUETOTHECURVATUREINTHEREFERENCEOUTPUTVOLTAGE，THEREEXISTSALIMITFORIMPROVINGTHETEMPERATURESTABILITYOFAFIRSTORDERCOMPENSATEDBGRTOOVERCOMETHISDRAWBACK，SEVERALCOMPENSATIONTECHNIQUESTHATCOMPENSATETHECURVATUREINTHEREFERENCEOUTPUTVOLTAGEOFTHEFIRSTORDERCOMPENSATEDBGR，SUCHASLINEARIZDIRECTLY，SECONDORDERCURVATURECOMPENSATIONTECHNIQUE，EXPONENTIALCURVATURETEMPERATURECOMPENSATIONANDSOON，HAVEBEENDEVELOPEDINTHISWORK，BASICTHEORYOFFIRSTORDERCOMPENSATEDBGRWASINTRODUCED，THENSEVERALBANDGAPREFERENCETECHNIQUESWERECOMPAREDANDANALYZEDBECAUSETHETILEGLI大擘硕士毕业生论文EXPONENFIALCURVATURETEMPERATURECOMPENSATIONBGRHASASIMPLERCIRCUIT，SMALLERPOWERCONSUMPTION，SIGNIFICANTLYLESSCHIPAREAANDLOWERCOSTTHANSOMEOTHERCURVATURECOMPENSATIONSTHEREFORE，UTILIZATIONOFTHESETECHNIQUESTOTHEONCHIPVOLTAGEREFERENCESINANALOGDIGITALMIXEDSYSTEMSISAPPROPRIATEDTHEEXPONENTIALCURVATURETEMPERATURECOMPENSATIONBGRHASBEENUSEDINHWD2804PROJECTTHISCIRCUITHASBEENDESIGNEDANDSIMULATEDBYUSINGO81TMHIGHVOLTAGEBICMOSTECHNOLOGYITHASAWELLTEMPERATURECOEFFICIENTFROM45。CTO85ERRORSOURCESINBANDGAPVOLTAGEREFERENCEHAVEALSOANALYZED，THEPRECISEMATHEMATICALEXPRESSIONSOFTHEEIORSWEREPRESENTEDANDTHECORRESPONDINGIMPROVEMENTMETHODSHAVEBEENGIVENKEYWORDSBANDGAPREFERENCE，TEMPERATURECOMPENSATION，EXPONENTIALCURVATURETEMPERATURECOMPENSATION，ERRORSOURCEOFCMOSBANDGAPREFERENCEANDTHEIRIMPROVEMENT四川大学硕士毕业论文第一童绪论在集成电路设计中，经常需要用到稳定的参考电压源。用简单的电流源作为集成电路的偏置源有不可避免的缺点，例如，电流源输出电流与电源电压成比例，并对温度敏感等。因此，需要设计出能克服以上缺点的精密参考源。早在1964年，DFHILBIBER就利用齐纳二极管、扩散电阻和正向二极管得到了零温度系数的参考源，但是，由于采用了齐纳二极管，使参考源噪声较大，内阻也大，而且电路要求的元件类型众多晶体管、齐纳管、正向二极管、电阻等，对工艺要求很高。1971年，ROBERTWIDLAR提出了在集成电路中仅用晶体管来实现稳压基准源的方案，也就是著名的WIDLAR带隙参考电压源。但在实际应用中，WIDLAR带隙参考电压源仍存在运放失配、噪声大等缺点。近年来，模拟集成电路设计技术随着CMOS工艺技术一起得到了飞速的发展，芯片系统集成SYSTEMONCHIP技术己经受到学术界及工业界广泛关注随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路基本模块，如AD、DA转换器，滤波器电路以及锁相环等电路提出了更高精度及速度的要求由于带隙基准电压、电流源电路的输出电压及电流几乎不受温度和电源电压变化的影响，这就使得片内集成的带隙基准电压、电流源电路成了模拟集成电路芯片中不可缺少的关键部件。在这些电路中，基准电压源的特性如基准电压值。，、温度系数TC、温度范围、功耗等直接决定着这些电路的性能。随着数模混合电路和模拟集成电路的进一步发展，在集成电路内部设计中需要更高质量的内部稳压参考源，对内部稳压参考源的性能提出了更高的要求，例如，低温度系数、低运放失配、低输出噪声和高电源抑制比等。因此，可以说基准电压的精度决定了所有IC系统所能达到的最佳性能。高精度基准电压表现温度稳定性高和电源抑制比高。现在已经出现了在018JAN工艺下，工作电压低于LV时，产生O5V的基准电压的电路，且在25125范围内，温度系数为60PVC。本文第二章详细分析了带隙基准一阶补偿技术的基本原理。带隙基准电路有两个重要的指标其一，要求输出与电源电压无关其二，要求输出不受温度变化的影响。在本章中，分别对以上两点做了分析。四川大学硕士毕业论文针对第一个要求，采用“自举”电流镜令电流与电源电压无关，并且为了解决电路上电问题，在电路中加入了开启电路。对于第二项指标，由于将两个具有相反温度系数的电压以适当的权重相加，理论上就能得到一个零温度系数的电压。并且知道双极晶体管的基极一发射极电压，或者更一般的说，PN结二极管的正向电压，具有负温度系数；如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极一发射极电压的差值就与绝对温度成正比。设计电路将上面两项电压直接相加，就得到了一阶带隙基准温度补偿电路。本文第三章在深入分析了温度一阶补偿技术的温度系数受补偿误差的限制原因后，对几种温度的高阶补偿技术也做出了分析和比较，着重对指数型温度曲率补偿技术进行了讨论。首先分析了应用最早的二阶温度补偿技术，相对于一阶温度补偿技术，它令带隙基准的温度稳定性得到了很大提高。但是，由于电路中加入了电流偏置电路，令电路结构复杂化，使芯片的功耗、面积等有很大损耗；同时也增加了由于电路的匹配性问题所引起的基准电压的稳定性、精确性等的降低的可能性。其次着重对指数型温度曲率补偿技术进行了讨论，并对它和二阶温度补偿技术作了比较。指数型温度补偿的优点是它没有二阶补偿用来产生偏置电流的附加电路，这使它的拓扑结构与二阶补偿相比更接近一阶温度补偿。因此简化了电路结构，减少了其他许多可能导致输出电压产生温度漂移的因素。另外，理论分析和测试也表明，指数型温度补偿I1阶温度补偿技术具有更好的温度稳定性。上面两种技术都是针对。的温度高次项做出补偿，而。线性化补偿方法是直接将。线性化，减少。中的温度高次项，以此来提高输出的温度稳定性。由于这种技术的电路能工作在低于LV的电源电压下，基准输出电压也能低于1V，而现今低电压低功耗是集成电路发展的一个重要方向，因此此电路是目前带L泵基准研究的主要方向。根据电阻的特性，利用两个温度系数相异的电阻的比值，同样可以得到与温度T有关的高阶项，这样就可以用来消除。中温度的高阶项，达到基准电压温度曲率补偿的目的。利用电阻比值随温度变化的曲率校正方法，具有结构简单，易于实现，功耗小并且性能良好等优点，但是由于其主要依靠电阻的工四川大学硕士毕业论文艺参数温度系数来达到曲率校正的目的，因此受工艺限制较大，在相同工艺下，很难通过改进核心电路来达到诸如抑制噪声、提高电源抑制比等效果。上面几种技术都是在整个温度范围内对温度进行补偿，这样得到的基准输出电压只有在参考温度附近才能获得比较好的温度补偿，并且温度范围越大造成的基准误差就越大。而温度分段线性补偿技术，将整个温度范围分成若干段，对每段分别进行温度补偿，在整个温度范围内有效地降低了温度系数。本文第四章分析了几种带隙基准误差的来源及解决方法。带隙基准电路中存在几种误差源L、运放的输入失调和有限增益、有限电源电压抑制比PSRR的影响。2、电流镜失配引进的误差。3、PNP管集电极面积比的误差。4、PNP管的口和欧姆电阻的影响。5、电阻比的误差。本章在分析这些误差产生原因的同时，也对其提出了解决办法。本文第五章针对SDCRDC项目芯片中的带隙基准源电路该基准电路要求在一12V12V的电源电压下，在一40。C至85。C温度范围内，产生73V的基R准电压，并要求能与O8PM标准BICMOS工艺兼容的要求，设计了一个指数型温度曲率补偿电路。并对其进行了仿真。本文第六章对本文内容进行了总结。四川大学硕士毕业论文第二章基于一阶温度补偿技术的带隙电路的基本原理在本章中，我们主要讨论在CMOS技术中基准产生的设计。首先，我们研究与电源无关的偏置电路和启动问题。接着，阐述与温度无关的基准，以及带隙基准与CMOS工艺的兼容问题。21概述如上所述，产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压或电流。因此，我们可以将任务分为两个设计问题与电源无关的偏置和温度变化关系的确定。除了电源，工艺，温度的不确定性外基准产生电路的其它一些参数也是十分关键的。22与电源无关的偏置假设一个“理想的”基准电流。如图21A所示，如果，。不随变化，并日忽略M和M3的沟道长度IGLT效应，那么，。和，D，就保持与电源电压无关。，R翳肘图21电流源釉作为一种近似的电流源，我们将电阻接在和M。的栅极之间，如图21B所示但是，这种电路的输出电流对P，DD很敏感4四川大学项士毕业论文。彘器，为了得出一个对不敏感的解决方法，我们假定电路必须由自己偏置，即，。，必须通过某种方式由LOUTLN。这种思想是如果。最终与无关，那么，。就可以是，OW的一个复制。图22是一个电路实现，M，和M。复制了，O盯，从而确定了。从本质上讲，被“自举”到，。“。选择一定的MOS管尺寸，如果忽略沟道长度调制效应，则有，。K，舾F。因为每个二极管方式连接的器件都是由一个电流源驱动的，所以相对来说，。和，。与。无关。图22产生与电源无关的电流的简单电路由于图22中的，。和，。几乎与无关，其大小就由其它参数决定。如果M。M。工作在饱和态，并月九ZO，那么电路就仅仅由等式，D。K，。口决定，因此其电流值可以是任意的四川大学硕士毕业论文时B图23A为确定电流而增加RS；B消除体效应的替代电路为了唯一确定电流值，对电路加入另个约束，如图23A所示的例子。图中，因为PMOS器件具有相同的尺寸，虽然要求O“，。，但是电阻凡减小了M的电流。我们可以写出，。凡，或磊巧。，磊。厶。R。CFZZ，忽略体效应，我们有胨”去叱B因此乙2雨万2，LJ。吩11一去2F24正如所希望的，电流与电源电压无关但仍旧是工艺和温度的函数。固为I和J。的源椤何千不同的电位，所以在前面计算中假没，会产生一些误差。如图23B，一种简单的修补方案是在M的源极引入个电阻，同时通过将每个PMOS晶体管源极和衬底相连来消除体效应。如果沟道长度调制可以忽略，图23A和23B的电路会表现出很小的电源依赖性。正是由于这个原因，此电路中的所有晶体管均采用相对较长的沟道。6四川大学硕士毕业论文在与电源无关的偏置电路中有一个很重要的问题是“简并”偏置点的存在。例如在图23A的电路中，如果当电源上电时，所有的晶体管均传输零电流，因为环路两边的分支允许零电流，则它们可以无限期地保持关断。这种情况无法从式F24中预计到，因为在对式V23的处理中，我们将等式两边同除以L。时默认LOUR0。换句话说，电路可以稳定在两种不同的工作状态中的一种。上述问题被称为电路的启动问题，它可以通过增加一种电路加以解决，该电路在电源上电时能驱使电路摆脱简并偏置点。图24所示的，就是个简单的例子，二极管连接的器件M，在上电时提供了从。经M，M。到地的电流通路。所以，M，和M，从而M，和M。都不会保持关断。当然，这种方法只有在。，F，J的情况下才是实用的，NC条件是为了保证在电路启动后M，保持关断。图24在图23A电路中增加启动元件启动问题一般需要仔细地分析和模拟。不仅在直流扫描仿真中要求电源电压从零伏开始上升以确保寄生电容不会引起启动失败，而且也要在瞬态仿真中要求电源电压从零伏开始上升。另外，还必须在每个电源电压下检查电路的特性。在复杂的电路实现中，可能存在不止一个的简并点。四川大擘硕士毕业论文23与温度无关的基准与温度关系很小的电压或电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的。值得注意的是，因为大多数工艺参数是随着温度变化的，所以如果一个基准是与温度无关的，那么通常它也是与工艺无关的。我们如何产生一个对温度变化保持恒定的量呢我们假设，如果将两个具有相反温度系数TC的量以适当的权重相加，那么结果就会显示出零温度系数。例如，对于随温度变化向相反方向变化的电压K和以来说，我们选取A1和A2使得吼等0,2筹0，这样就得到了具有零温度系数的电压基准，Y赫ALK口2。现在我们必须识别具有正温度系数和负温度系数的两种电压。在半导体工艺的各种不同器件参数中，双极晶体管的特性参数被证实具有最好的重复性，并且具有能提供正温度系数和负温度系数的、严格定义的量。尽管MOS器件的许多参数已被考虑用于基准产生JR21，R22】，但是双极电路还是形成了这类电路的核心。231负温度系数电压双极晶体管的基极一发射极电压，或者更一般的说，PN结二极管的正向电压，具有负温度系数。对于一个双极器件例侗以写虬ISEXPVSE，其中巧等，饱和电流，。正比于肚砌12，其中为少数载流子的迁移率，NI2为硅的本征载流子浓度。这些参数与温度的关系可以表达为卢叫。，4，其中二一3，2，并旦其中E。Z112EV，为硅的带隙能量。所以厶BT4ME坤鲁F25兰灯四川大学项士毕业论文其中B是一爪比例系数。写出仙V，我L吼在就可以计算基极一发射极电压的温度系数了。在矿玉对T取导数时，我们一定知道，。也是温度的函数。为了简化分析，我们暂时假设，。保持不变。这样监旦111等上IS亟OTOT0TIF26P由式F25，我们有等叫。圳T3MEXP鲁TGBT4M寺C知所以枷VROLST4聊堡T枭KT_F27，。A、72。一由式F26和式F27，我们可以得到型O鱼T堡T111等I一4埘竖T一枭KTF、。ZFV4MVREGQF28R等式F28给出了在给定温度T下基极一发射极电压的温度系数，从中可以看出，它与。本身的大小有关。当75。MV,T300。K时，里等一15MVOK。从式F28，我们注意到，的温度系数本身与温度有关，如果正温度系数的量表现出一个固定的温度系数，那么在恒定基准的产生电路中就会产生误著。四川大擘项士毕业论文232正温度系数电压言图26与温度无关的电压产生原理在1964年人们认识到R24】，如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极一发射极电压的差值就与绝对温度成正比。例如，如图25所示，如果两个同样的晶体管，M，S2偏置的集电极电流分别为NL。和，。，并忽略它们的基极电流，那么。一圳N等圳N砉JISIJIS1LO四川大擘硕士毕业论文以IN月F29、这样，的差值就表现出正温度系数丝鳌生111“F210OTQ并且，这个温度系数与温度或集电极电流的特性无关。233带隙基准利用上面得到的正、负温度系数的电压，现在可以得出一个令人满意的零温度系数的基准。由于有。K口INN，这里吩1衄是两个工作在不同电流密度下的双极晶体管的基极一发射极电压的差值。因为在室温下等一15MV。K，然而，OAV，RZ0087RRLV。K，所以我们可以令1，选择L衄使得LNN0087MV。K15MV。K，也就是，LNRR172。所以零温度系数的基准为Z172巧Z125VF211图27图26所示原理图的实际电路四川大学项士毕业论文现在来设计一个完成。和172相加的电路。首先，考虑如图26所示电路，这里假设基极电流可以忽略，晶体管Q是由N个并列的晶体管单元组成而Q，是一个晶体管单元。假设我们用某种方法强制。和相等，那么。R2，即RI2INN，所以V022咋INN，这意味着如果LNNZL72，VO就可以作为与温度无关的基准当VO，和保持相等时。图26的电路需要作两处修改，才能成为实用的电路。首先，必须加入一种电路以保证VO。其次，LNNZL72，结果使得月值过大，需要通过按适当的比例增大RKINN项。如图27所示的是一个可以完成上述两个功能的实际电路R25】。这里，放大器A1以和为输入，驱动R。和R2R。R2的上端，使得X点和Y点稳定在近似相等的电压。基准电压可以在放大器的输出端得到而不是Y点。根据对图26的分析，我们有EI一2INN，得到流过右边支路的电流为VRILNN，因此输出电压为W2一VR乜INNR，鼢巧H坝1去F212因此，为了得到零温度系数，必须使11等N“，Z。例如，我们可以选择”31，R_L4。注意，这个结果与电阻的温度系数J3无关。图27的电路必然产生许多设计问题，下面我们一一进行讨论。1、集电极电流变化四川大学硕士毕业论文图27的电路违背了删早先的一个假设半给出的晶体鲍和Q的集电极电流是正比于T的，而宴享一15MV。K是由固定电流导出的。如果01集电极电流与绝对温度成正比，GZ,的温度系数该如何变化呢作为一阶迭腮假蚍叱Z半。删弑F24脚口入斋，矧簪盟H等去等一I1万C。IST刚。ATJ。”J钾J，8T。、由于簪等等硎晡A丁尺，RRF214孥VSE3MVREGQF215A71T这表明，温度系数比一L5MV。K的绝对值略小一些。实际上，精确模拟对预测温度系数是必要的。2、与CMOS工艺的兼容性由于带隙基准模块在集成电路设计中是一个基本的部分，一般在电路中只占很小的面积，所以在设计时要先照顾器件的整体工艺要求，然后兼容带隙基准的工艺要求。无论对于正的或是负的温度系数的量，我们推导出的与温度无关的电压都是依赖于双极器件的指数特性。为了能够与标准CMOS工艺兼容，所以我们必须在标准CMOS工艺中找到具有这种特性的结构。在N阱工艺中，PNP晶体管可以按图28所示结构构成。N阱中的P区F与PFFTS的源漏区相同作为发射区，N阱本身作为基区。P型衬底作为集电区，盟订一一咋一丁生13丝卯为监订檄心式此因四川大学硕士毕业论文并且必然接到最负的电源通常为地。所以图27的电路应该重画为图29所示的形式。图28CMOS工艺中PNP双极晶体管的实现图29用PNP晶体管实现图7中的电路14四川大擘项士毕业论文第三章几种各具特点的带隙电路温度补偿技术由上一章可知，BGR的一阶补偿技术的主要思想是通过加入一个与热电压R31RR32成正比的电压源来抵消二极管的基极发射极电压。的负温度系数。然而，相对于是温度丁的线性函数，却是一个包含温度，的许多高次项的复杂函数。因此，即使在最适宜的补偿条件下，基准电压仍然会含有一些温度漂移项。由于这个缺陷是一阶补偿技术与生俱来的，故在一定范围内不可能通过一阶补偿来提高温度的稳定性。TSIVIDISR33对。的温度特性进行了深入研究，总结出。的温度表达式为陆VOR十盼嗽一印份N锱，这里是硅的带隙电压，T是一个参考温度。由于集电极电流，C是PTATPROPORTIONALTOABSOLUTETEMPERATURE电流，因此一阶补偿的BGR的可以表达为P。口KR删毒虹”啡栅N舟KT呲，这里K为可令的温度漂移最小的最适宜的参数。为了更好的了解的温度特性，先对的温度特性进行分析。关于有许多经验模型，而BLUDAUETALR34是可采用的最精确的模型四川大学硕士毕业论文VAT口一BTCT2F3O3其中A、B、C是根据经验在不同温度条件下给出的不同参数。由F302、F303式可以看出，在最适宜条件下，一阶补偿的BGR的的温度漂移只由77决定，其它由工艺引起的温度漂移都通过调节系数K来消除。为了在一阶补偿的基础上增加BGR的温度稳定性，发展了一些对。的曲率进行补偿的方法。其中之一是直接对。进行线性化R35，其二是对温度的高次项进行补偿R36R37，还有一种是在温度范围内对温度进行分段补偿。在这些方法中，二阶曲率补偿R37被广泛采用。31二阶曲率补偿技术311理论和具体示例分析在前面对带隙基准的理论分析中，由于忽略了中温度的高阶项，因此一阶补偿的基准并不能真正使得基准的输出电压与温度T无关，它的温度曲线是一条近似的抛物线，温度对输出的影响一般在2030X10。6E左右，幅度大约为35MV。这在对基准电压温度特性要求不高的应用中能够满足要求，但对于高精度要求的场合，就需要对温度曲线进行二阶曲率补偿，以求得到更好的温度特性。晶体管的。与绝对温度T之间的关系可以用下式表达删吡T一孙。了NKTLN。T、|KT岫刳，其中，。是半导体材料在绝对零度时的带隙基准电压；Q是一个电子的电荷；N是工艺常数K是波尔兹曼常数T是绝对温度；，C是集电极电流；Y赢是在温度瓦时的基极和发射极压差。型查竺堡主兰兰堕圭将上式对温度T求偏导可得孥一争竽7仃F312AR瓦瓦。其中碍口是需要补偿的部分，且玎仃随着温度的升高会变大，也就是说。的变化率会随着温度的升高而减小，因此可通过减小Y。的变化率来对叩仃进行补偿。图31二阶曲率补偿的基准电路图31是一款具有二阶曲率补偿的基准电路，图中只、。、R，组成了补偿电路。分析电路可知矿W矿，P3R2F313而。一2F314日川大学硕士毕业论文I,S2IE22X降“，2TVRIN8“1，枞等枷F316图中N，管被偏置在亚阈区。随着温度升高，流过B的电流，。，会随着温度T升高的而增大。L的栅极电压将不断增大，即N。的。将不断增大，则流过。的电流“。也将逐渐增大。最终。仍工作在亚阈区，并对流过R1的电流进行分流，N，的电流“。逐渐变大，改变了P的值，从而减小了变化率，使得基准输出曲线在高温时趋向平直，起到了二阶曲率补偿的作用。312小结相对于一阶温度补偿技术，二阶温度曲率补偿带隙基准电路解决了一阶补偿所固有的温度曲率问题，令带隙基准的温度稳定性得到了很大提高。但是，由于电路中加入了电流偏置电路，令电路结构复杂化，使芯片的功耗、面积等有很大损耗；同时也增加了由于电路的匹配性问题所引起的基准电压的稳定性、精确性等特性降低的可能性。这些问题都制约了它在大规模集成电路中的应用。32指数型温度曲率补偿二阶补偿BGR的基准电压可以表达为PVATK1TK2T2F321其中K、K都是优化后的参数。K。是用于对。的线性项进行补偿，K是对曲率项补偿。经过优化后，中只剩下关于温度的三次项，或三次以上的高阶项。由于曲率函数的形式类似温度的二次函数，这种技术能够增加温度的稳定性。虽然在原理上，二次补偿方法是相当简单的，但是要在实际的设计中采用这种方法，确有颇多难点。其中最主要的原因是产生一个正比于温度平方LR四川大擘硕士毕业论文P拟R2的电压需要复杂的电路来实现，从而会导致显著的片内面积和功率的损耗R38。因此，二阶补偿技术只适合应用于单片BGR或混合信号集成电路中的基准电压模块，并不适合应用在数据转换的片内集成的混合信号系统上。为了设计一个结构简单、效果好，同时又具备面积小、功耗低等特点的BGR电路，发展TN用双极晶体管BIPOLAR管的电流增益随温度呈指数型变化的规律对基准电压作温度补偿的技术。由于双极晶体管的电流增益是温度的指数函数，这种温度补偿技术被命名为指数型温度补偿技术。321指数型温度补偿的基本原理指数型温度补偿技术的电路原理图如图32VCCVR口CLT图32指数型温度补偿的电路原理其中，两个电流源，、是PTAT电流源，因此基准源VREY可表达如下丁ZNQRTC州2RTF322日川大学项士毕业论文式中，是晶体管的电流增益，最后一项丽C2RT疋Q的基区电流流经R所产生的电压降，就是用他来补偿。中温度的非线性项。C。、C设计为可调节的参数，C。用于调节线性项，C2用于调节非线性项。通过调节Q、C，矿IEF的温度漂移可以最小化。三极管的电流放大系数是温度的函数，上式中P可表达如下雕M唧鲁2S，式中几和址1G都是与温度无关的常量。E。为发射极禁带宽度的“减小”因子BANDGAPNARROWINGFACTOR，与发射极的掺杂浓度及器件尺寸成正比。联立F322、F323式，指数型温度补偿的基准电压为丁嘣NQRTC2玩RTEXP百AEG划聃卿研冲鲁24，上式中K。、K与式F321中的K。、K2相同，都是优化后的参数。K。是用于对K。的线性项进行补偿，K，是对曲率项补偿。322与二阶补偿比较与二阶补偿相比，指数型温度补偿有两大优点首先，在电路实现中，这种补偿是通过三极管的基极电流来实现的。与二阶温度补偿技术相比，指数型温度补偿没有二阶补偿用来产生偏置电流的附加电路，这使它的拓扑结构与二阶补偿相比更接近一阶温度补偿。因此简化了电路结构，减少了其他许多可能导致输出电压产生温度漂移的因素。其次，指数型温度补偿带隙基准的温度稳定性要优于二阶补偿技术。一般来说，温度系数TC是衡量带隙基准温度稳定性的标准TR391。为了能型查兰翌主兰些堡墨最小化温度系数TC，必须在指定的温度范围内令带隙基准电压的温度漂移最小化。所以BGR曲率补偿的最佳方法是找出式F321与F324中的K。、K值。然而，阶补偿技术中用于找出参考温度T【R38R39处TC为零时的K。、K值的近似值方法，并不适用于曲率补偿技术。这种方法之所以适用于一阶温度补偿，是因为一阶补偿中最高只有温度的平方项；但在曲率补偿中却存在温度的立方项，甚至是比立方更为复杂的高阶项。所以，如果用近似值法去求取曲率补偿中的KI、K，所得到的BGR的温度曲线就会存在一个令温度系数TC增大的斜面。为了避免在曲率补偿中出现这个问题，采用一种新的方法来求K。、K值。首先，用最小平方法优化的曲率项，找出K的优化值；然后，通过调节K，使温度曲线的斜面变为一条直线。具体步骤如下根据式F321和F324可得，曲率补偿BGR的基准电压的表达式为喇卜”俐廿份NK1TK2HPF325其中H为用于补偿。曲率的非线性项。在二阶补偿中它表示为T2，在指数型温度补偿中它表示为REXP鲁。将F303式代入F325式中，则为卜爿C咖啡狲N”。R如HP，一白一等HP，一C丁2垄翌主兰些丝三DB丁K日P，一白一等TN仃，一C丁2CFSZS，这里B为线性项的系数。用最小平方法将F326式中的第三项用直线表示，结果如下掣睁等K”丁2，这里的M和N都是由最小平方法求得的优化后的系数。由F326式和F327式可以看出，的近似直线为矿玉，仃A埘PN沙F328如果上式中B”0，那么线性项消失，而BGR的基准电压。就变为AM。此时，K，的优化值的计算方法如下KE专CI，一CI，一C叩一，号HCI，同时，基准电压的温度漂移量为PP一P啦州书N阱一“丁F329F3210由F328式和F3210式可知，。和仅由K决定。所以一旦确定了K，的值，曲率补偿BGR的优化后的温度系数TC也就确定了。其优化步骤如下1、用穷举法找出令曲率补偿BGR的温度系数TC最小化的配值。2、利用式F329计算出足值。严格来说，对于能够使曲线和直线间的最大差值最小化的一次函数，最小平方法并不是最适合的计算方法。用这种方法算出的K。、K值，与实际最优2，四川大学硕士毕业论文化曲率补偿TC中的值相比，存在一个微小的误差。但在实际应用中，这个误差是可以忽略的。由F3210式可知，二阶曲率补偿和指数型温度曲率补偿经过优化后的温度特性仅由和迁移率77决定，与其它工艺参数无关。因此，如果给定了R和晶的值，这两种BGR的温度特性也就完全确定了。这里用上面介绍的方法计算出两种BGR的参数值，并对它们进行比较。由于这两种BGR的温度稳定性都会随叩的增加而下降，所以，7值的大小并不会对两者的比较产生影响。假设77取23的典型值JR310，AEG取639MEV，经过优化后，指数型温度曲率补偿的K，值为21106叫K，二阶曲率补偿的E值为30X106吖K2。K值仅由叩和战决定，不受其它工艺参数影响。另一方面，由于式F329中的在不同的工艺中有不同的取值，所以K的值会随着工艺的改变而变化。基准电压。在二阶曲率补偿BGR中为12091MV，而在指数型温度曲率补偿BGR中为12572MV。图33是军用温度范围内，两种补偿方法的温度漂移Y玉的仿真图。日川大学硕士毕业论文董盘霉图33两种补偿方法的温度漂移口的仿真图,K陲Q33可看出，由于消除了一次项和平方项，二阶曲率补偿BGR中看起来像是一个温度的三次函数。而在指数型温度曲率补偿BGR中，由于加入了用来消除拥有许多高阶项的曲率的指数项，的函数值的幅度范围更小。即指数型温度曲率补偿BGR比二阶曲率补偿BGR具有更为稳定的温度特性。用上面给出的77和值，可以计算出它们温度系数的理论极限值。指数型温度曲率补偿BGR的温度系数TC为145PPMC，而二阶曲率补偿的TC为307PPRRDC。然而，这两者的比较中存在一个问题。二阶补偿BGR不受山的影响，因此在址0变化的过程中它的温度特性都保持为一个常数。而在指数型曲率补偿BGR中，温度特性是TC的函数。图34是优化后的指数型曲率补偿BGR24四川大学硕士毕业论文的TC与EG的关系图。由图可知，虽然指数型曲率补偿的温度稳定性会随着E。的增加而下降，但它的温度系数TC的值仍然比二阶补偿小。厶MM图34曲率补偿BGR的TC与EG的关系图从TC和E。的关系图可以看出，发射极的掺杂浓度越小，指数型曲率补偿的温度系数就越小。然而，当E。小于40MEV时，由于产生曲率补偿电压所必须的偏置电流非常大，所以此时指数型曲率补偿就没有多少实际应用的意义了。323小结在电路实现中，这种指数型曲率补偿是通过三极管的基极电流来实现的。与二阶温度补偿技术相比，指数型温度补偿不仅比二阶温度补偿技术具有更好25O。、C18N土奇E置O垄兰塑主兰些丝查的温度稳定性，而且它没有二阶补偿用来产生偏置电流的附加电路，这使它的拓扑结构与二阶补偿相比更接近一阶温度补偿。因此简化了电路结构，减少了其他许多可能导致输出电压产生温度漂移的因素。指数型曲率补偿所提出的电路结构工作在5V左右电压下，微调后的温度系数可低至大约2PPM，基准电压值固定在126V左右，电源抑制比的性能也相当优良。但其缺点在于所需的电源电压过高，不适用于如今普遍的低工作电压13V环境。再则，由于该电路采用晶体管的工艺参数来进行曲率校正，需要确定最合理的发射区面积来达到最佳效果，而有源器件是不可以进行微调的，因此要获得最佳的电路参数，必须制作几个发射区面积不同的晶体管来确定最优化的电路参数，这加大了设计工作的强度。另外，其确定电阻取值的算法复杂性也大大高于其它几种方法，需要利用各种拟和近似方法，这也加大了设计工作的难度。33。线性化方法331原理和具体电路分析前面已经讨论到，指数型温度补偿需要较高的电源电压。而低参考电压和低电源电压是先进模拟和数字系统的两个重要指标R311】。在未来的应用中要求整个系统都能够工作在低电压下，作为数字和模拟系统核心模块的基准电压源也应如此。随着各种便携式电子产品的迅猛发展，研究适合于其要求的新型低电压，低功耗基准电压源电路成为人们最为关注的问题之一。典型的带隙基准电压源的输入电压一般为1215V，输出电压为1V左右，由于其具有低温度系数、高电源抑制比等优点，所以对带隙基准电压源进行改进是实现降低其功耗和达到降低电压源输出电压的有效手段。由前面的理论分析可知。并非随温度呈线性变化，基准电压可以简单表示为世F331由上式可知基准电压的正温度系数项足巧是与温度成正比的，因此如果能用某些方法直接将。线性化，那么就可以得到低温度系数的基准电压。核心四川大擘硕士毕业论文电路如图35所示9311。图35F线形化温度补偿原理图在不考虑其他的误差因素诸如运放失调、晶体管的有限电流增益、晶体管基区电阻、BE结电压电流指数关系的不精确性等的情况下，晶体管BE结电压可表达如下式Y矗。一VR4一盯一ZLNTINE。JF332式中，。是硅在0K时的带隙电压值；N是晶体管基区中迁移率随温度变化的指数；口是偏置电流随温度变化的指数例如，CGT8，E。是与温度无关的量，其具有负温度系数。又有令至坠里，联立式F331、F332，那么，一个理想的带隙基准源的,QT071输出电压可描述如下日川大学硕士毕业论文屯州4NCT灿翔3。，其中瓦是指在此温度下，输出基准电压的温度系数为0。这个关系充分说明了即使是理想的带隙电压基准源，在温度偏离瓦时，输出的基准电压总是会有所变化，从而具有一定的曲率。由式F333可知不同的集电极电流与温度的依赖关系口的不同可以导致不同的基准电压值，。如图35所示，O。由一个正比于温度口1的电流偏置矿玉。VR4一H一1LNTLNE。JF334得Q由一个近似与温度无关口“OFFOFG,流偏置Y品。一VR4一NINTLNE。JF335通过电阻月。，可以产生一个与温度成非线性关系的电流M，由图35可圪圪忙毕K，弘半F336因此，基准电压可由下式给出2，LXR3F337由于，丝VRINNRLRL，堑R，枞半鲁删十，型查兰翌主些堡墨鲁。鲁卜TN惫TN，CNSS，联立式F334、式F338，显然只需将勺。取为4一N一1，那么矿。2中的非线性项即可被抵消，理论上就可以得到零温度系数的基准电压源。当然，由于不可能得到完全精确的PTAT和独立于温度的电流，再加上电流镜的失配，NNN糯N以达到的。由图可知，。VOS，一，因此要改善电流镜的效果，可以调整R3R，将调到大约等于个，这样就使得M。的。与前三者相等，降低了电流镜的失配，提高了电路性能。另外，此电路由于可通过改变R，R来降低值，因此该电路可以工作在IV左右的工作电压下。332小结此种补偿方法的电路结构是目前低电源电压1V左右带隙基准源的主流形式，通过微调后的温度系数能达到LOPPM左右，主要用于电池供电的低压场所下。这种方法对于需要某个确定基准电压值的场合是很有效的。该电路缺点在于其电阻比值的改动对整个电路的影响非常大，所以对于此电路的电阻比值的精度要求是相当高的，因此需要添加大量的电阻阵列以便于微调。沟道长度效应所引起的电源电压抑制比的降低，还需要加上电压预调整电路或者直接将器件的尺寸扩大。这样，会使得整个基准源电路的耗费面积是普通基准源电路的45倍。当然，由于现今低电压基准源是基准源发展的一个重要方向，因此此电路还有研究和改进的必要。34利用电阻比值随温度变化的曲率校正方法341原理和具体电路分析由前面的理论分析可知，。中有关温度的非线性项为TLNT，NNF332式的泰勒展开式为R312四川大学硕士毕业论文Y舾DO口1TA2T2口3T3口。T”F341根据电阻的特性，利用两个温度系数相异的电阻的比值，同样可以得到与温度T有关的高阶项，这样就可以用来消除Y矗中温度的高阶项，达到基准电压温度曲率补偿的目的。这种曲率补偿方法的核心电路见图36R3121。F图36利用电阻比值随温度变化的曲率校正方法的核心电路图36中，R。、R2和R。为P型注入电阻，NNNTNNN数；R3则是高阻多晶电阻，由电阻值很高的多晶硅制成，其具有负温度系数。分析图36中的电路，可以得出。H鲁坼N鲁口。AZ，上式中，由于R与R，是由同一种材料制成，具有相同的温度系数，因此它们的比值与温度无关；R，与R则是两种由不同材料制成的电阻，因此它们的比值会随着温度的变化而变化。四川大学项士毕业论文假设K蝴是P型汪入电阻的温度系数，NTN；一KHPOTYR是商阻多晶的温度系数，为负值。在O100范围内，可以认为足删仃一瓦一、LCTATQ，INL功勋T2图39温度范围内IPRAR，C“R和，M随温度变化的曲线34TTO四川大学硕士毕业论文图38中流过M，。的电流为，CH，。当温度较低时，ICRAR大于，。R，如果M，。工作在饱和区，则IME，CN，11七IUE大于，。，。但是根据基尔霍夫电流定律，M。的电流，。的大小不会超过，。，所以M尸必然工作在线性区，因此M，。的，会变得很小，M，的。也会变得很小，则M，和M，会关断，电流变为零。当温度较高时，。，大于，C。，肘N进入饱和区，它的电流等于，C。，。M，。的会变得较大，所以M，的也变得较大，这样M，导通，它的电流。就是，。，与，C。，的差值。通过镜像，使M，的电流也是，M。这样，肘，3的电流就是分段的，它在温度较低时为零，而温度较高时为，。，与，。，之差。即当T正时，ICMRI户删R，眦O；当T正时，IC删RIP拟R，I眦IEMR一，C删R352电路分析实际的电路可分为四个模块，分别为A、B、C、D。如图310所示。模块A产生正温度系数的电流，。，；模块B产生负温度系数的电流，。，；模块A和B都包含运放，考虑到运放的输入电压约为O7V左右，所以选PMOS管作为运放输入管，同时PMO